Спосіб синтезування апертури рлс бокового огляду і пристрій для його здійснення

1. Спосіб синтезування апертури радіолокаційних станцій бокового огляду, який полягає в тому, що формують і випромінюють зондувальні сигнали, приймають відбиті сигнали, роблять виміри і дискретизацію відбитих сигналів, корекцію фази відбитих сигналів у кожному елементі розрізнення по похилій дальності r , здійснюють запам'ятовування обмірюваного відбитого сигналу, його усереднення на максимально припустимому інтервалі дискретизації, здійснюють узгоджену фільтрацію на довжині інтервалу синтезування апертури, запис і/або відображення радіолокаційного зображення смуги огляду, який відрізняється тим, що до виконання узгодженої фільтрації, розділяють записані відбиті сигнали на складові частотних піддіапазонів їхнього спектра, запам'ятовують і виконують компонування складових сигналів сусідніх каналів дальності, синтезуючи відбитий сигнал від прямокутних елементів субсмуги огляду, ширина яких дорівнює розрізнювальній здатності по похилій дальності, а довжина дорівнює розміру синтезованої апертури. 2. Спосіб за п.1, який відрізняється тим, що число частотних піддіапазонів N j , на які розділяють від 2 3 92116 4 динатних акселерометрів, що кріпляться до антени, а їхні виходи з'єднані із входами блока керування антеною і з входами інтегрувальної навігаційної системи, блок виміру і дискретизації, входи якого з'єднані з виходами приймача-передавача, блок буферної пам'яті, пам'ять попереднього фільтра, один із входів якого з'єднаний з виходом блока буферної пам'яті, суматор попереднього фільтра, вхід якого з'єднаний з виходом пам'яті попереднього фільтра, а вихід - з одним із входів попереднього фільтра, пам'ять сигналів каналів дальності, вхід якої з'єднаний з виходом суматора попереднього фільтра, пам'ять опорних функцій і цифровий узгоджений фільтр, один із входів якого з'єднаний з виходом блока пам'яті опорних функ цій, пам'ять системи збереження і відображення, вхід якої з'єднаний з виходом цифрового погодженого фільтра, пристрій відображення, вхід якого з'єднаний з виходом пам'яті системи збереження і відображення, який відрізняється тим, що додатково введені обчислювач фазової корекції, входи якого з'єднані з виходами інтегрувальної навігаційної системи, компенсатор траєкторних нестабільностей, входи якого з'єднані з виходами обчислювача фазової корекції і блока вимірювання і дискретизації, а вихід із входом блока буферної пам'яті, і процесор фільтрації і компонування, вхід якого з'єднаний з виходом блока пам'яті сигналів каналів дальності, а вихід - із входом цифрового узгодженого фільтра. Винахід належить до галузі радіолокації. Він спрямований, зокрема, на удосконалення радіолокаційних засобів огляду земної поверхні, у яких використовується рух носія радіолокаційного датчика для підвищення розрізнювальної здатності по напрямку руху. Винахід може бути використаний у військовій сфері, картографії, навігації. Застосування траєкторної обробки радіолокаційних сигналів дозволяє одержувати зображення місцевості з розташованими на ній об'єктами з високою просторовою розрізненістю. При цьому висока розрізнювальна здатність по похилій дальності забезпечується за рахунок використання у якості зондувального сигналу послідовності радіоімпульсів (у тому числі і з внутріімпульсною частотною або фазовою модуляцією). Розрізнювальна здатність по шляховій дальності (азимутові) забезпечується за рахунок когерентного підсумовування сигналів, відбитих від земної поверхні, які отримані на ділянці траєкторії носія радіолокаційної станції із синтезованою апертурою (РСА), а саме на інтервалі синтезування апертури. Відомо кілька способів синтезування апертури. Найбільш простим є спосіб несфокусованого штучного розкриву антени, що використовує рух носія для створення синтезованої антенної решітки шляхом затримки прийнятих сигналів і їхнього підсумовування ([1], с.71-76). Недоліком цього способу є обмеження максимально можливої довжини синтезування апертури і те, що розрізнювальна здатність по шляховій дальності залежить від відстані до об'єкта. Відомий також спосіб сфокусованого штучного розкриву антени, що включає операції формування і випромінювання когерентного зондувального сигналу, прийому відбитих імпульсів, їх когерентного детектування, оптичного запису відбитого сигналу на фотоплівку, її хімічну обробку; операції оптичної обробки, запису результатів обробки на вторинну плівку і її хімічну обробку та відображення радіолокаційного зображення (РЛЗ) ([2], с.239252). Недоліком цього методу є неможливість компенсації траєкторних нестабільностей літака, що обмежує розрізнювальну здатність РСА. Найбільш близьким технічним рішенням, прийнятим за прототип, є спосіб побудови РЛС із сфокусованою синтезованою апертурою, у якому використовується цифровий запис і обробка траєкторних сигналів. Він полягає в синтезуванні на прямолінійній ділянці траєкторії руху літального апарата антенної решітки, яка сфокусована на точкові елементи земної поверхні, що розрізняються. Процес одержання радіолокаційного зображення полягає у формуванні когерентних імпульсних зондувальних сигналів, їхньому випромінюванні в напрямку перпендикулярному прямолінійному рухові носія РСА, когерентному прийомі, стиску і детектуванні прийнятих сигналів, вимірюванні їх через інтервали часу, що відповідають розрізнювальній здатності за похилою дальністю, запам'ятовуванні, обробці та відображенні РЛЗ. У буферній пам'яті цифрової РСА фіксуються відбитий сигнал від кожного елемента розрізнення по похилій дальності r і елемента опромінення по азимуту L i . Тобто, від ділянки поверхні розміру r Li , де L i - лінійний розмір променя діаграми спрямованості (ДС) антени у горизонтальній площині на дальності Ri . У процесі руху носія сигнал на виході приймача (фазового детектора) дискретизується за часом, квантуется за рівнем і запам'ятовується. При цьому його дискретно-квантовані цифрові значення в кожному елементі дальності є суперпозицією відбитих сигналів крапкових відбивачів субсмуги, що стробується. Ці комплексні числа є дискретними значеннями одномірних радіоголограм. У результаті їхньої обробки на інтервалі синтезування L i одержують підвищену розрізнювальну здатність по шляховій дальності x Ri (1) Li У тому випадку, коли фронт сигналу зондування можна вважати плоским, розрізнювальна здатність по шляховій дальності для РЛС із сфокусованою синтезованою апертурою дорівнює половині горизонтального розкриву приймальнопередавальної антени dг / 2 . Процес обробки складається з двох етапів. На першому етапі для підвищення точності вимірювань і зменшення обсягу обчислень знаходять 5 92116 середнє значення сигналів для кожного каналу дальності на максимально припустимому інтервалі дискретизації dг / 2 . На другому етапі здійснюється процес узгодженої фільтрації для комплексного сигналу окремо в кожному каналі дальності. Процес обробки сигналів у цифровій системі РСА зводиться до того, щоб скласти всі відліки відбитого сигналу, що відносяться до одного об'єкта у фазі ([3], с.40-42; 55-66; 91-116). Недоліком класичного способу побудови цифрової РЛС із сфокусованою синтезованою апертурою є те що він не може забезпечити розрізнювальну здатність менше одиниць метрів на досить великій дальності через структурне обмеження, що йому властиве. Це відоме обмеження на добуток розрізнювальних координат [4], що записується таким чином: L x r (2) 8 де r, x - розрізнювальна здатність по похилій і шляховий дальності; - довжина хвилі; L - лінійний розмір ширини променя діаграми направленості на відстані R (довжина синтезованої апертури); R - відстань до смуги спостереження по похилій дальності. Фізична сутність цього обмеження проілюстрована на Фіг.1. Так, при запам'ятовуванні траєкторного сигналу фіксується відбитий сигнал від кільцевих сегментів (Фіг.1), а в алгоритмі обробки вважається, що фронт хвилі плоский і відбиті сигнали, що виділені шляхом стробування, відповідають прямокутній ділянці. Тобто, як видно з Фіг.1 у модель процесу синтезування апертури у способі побудови РЛС бокового огляду (БО), що розглядається, закладена системна помилка в обчисленні функції відбиття, що виникає через невідповідність обчислювальної і реальної функції відбиття. Або, іншими словами, в азимутальному кутовому спектрі від прямокутної ділянки відбиття присутні складові, які відповідають відбиттю від сусідніх елементів розрізнення по похилій дальності (Фіг.1). При зменшенні елемента розрізнення по похилій дальності ( r ) і збільшенні дальності розвідки ці системні помилки збільшуються. Рівняння (2) визначає припустимі похибки вимірювання функції відбиття при одночасному стиску імпульсу і звуженні променя антени. Тобто, ґрунтуючись на геометричній інтерпретації (Фіг.1) рівняння (2) визначає припустимий відносний відсоток площі відображення від сусідніх ділянок по похилій дальності. Трансформуючи рівняння (2), одержуємо обмеження дальності дії РЛС БО від розрізнювальної здатності і довжини хвилі [5] R 16 x 2 2 r (3) 6 При побудові авіаційних РСА оптимальнимчастотним діапазоном є сантиметровий. У ньому і працюють практично всі сучасні станції. Залежність дальності дії смугової РЛС БО, що побудована згідно способу-прототипу, від розрізr ) преднювальної здатності (при =3см; x ставлена на Фіг.2. Тобто, при розрізнювальній здатності 0,85 метра структурне обмеження на дальність дії РЛС БО складає 10км і різко зменшується з поліпшенням розрізнювальної здатності. Отже, для класичного способу побудови структури РЛС БО при надвисокому розрізненні (1 0,25м) фактично пропадає одна з важливих функціональних переваг радіолокаційних систем розвідки - можливість ведення розвідки на досить великій відстані без входу в зону дії протиповітряної оборони (ПВО) об'єкта розвідки. Винахід вирішує структурне протиріччя класичного способу побудови смугової РСА, який має обмеження на мінімальне значення добутку елементів розрізнення по похилій і шляховій дальності. Використання запропонованого способу синтезування апертури дозволить проектувати РЛС БО надвисокого розрізнення з більшою максимальною дальністю дії. Сутність винаходу полягає в наступному. Структурне обмеження для смугової РСА пов'язане з тим, що при стробуванні виділяється ехосигнал від частини кільця з центральним кутом, що дорівнює азимутальній ширині ДС приймальної антени (див. Фіг.1). При цьому використовується алгоритм обробки, який заснований на гіпотезі про те, що фронт хвилі зондувального сигналу є плоским. Тобто при стробуванні виділяється відбитий сигнал від прямокутної ділянки поверхні розміром r Ri 0 , де 0 - ширина ДС прийомної антени РСА в горизонтальній площині, Ri - дальність до субсмуги. Ідея винаходу полягає в тому, щоб за допомогою фільтрації, сигнал відбиття від кожного кільцевого сектора, що стробується, розкласти на сигнали від декількох підсекторів, які складають кільцевий сектор, і запам'ятати їх. А потім з відфільтрованих сигналів підсекторів сусідніх каналів (кільцевих секторів по похилій дальності) сформувати новий сигнал, відбитий від ділянок земної поверхні, що мають геометричну форму близьку до прямокутної (Фіг.3). Число фільтрів N j у кожному каналі по похилій дальності визначається шириною діаграми спрямованості передавальної антени в горизонтальній площині 0 і дальністю R (див. Фіг.4) 2 R2 Nj R tg 0 2 R (4) r/2 Якщо при розрахунку числа фільтрів по формулі (4) їхня кількість відрізняється від цілого числа, то N округляється до цілого убік збільшення. Ширина смуги 1-го фільтра визначається кутом 1 при якому різниця відстаней MQ від точки 7 92116 С до точки М і до середини елемента, що опромінюється, (точка Т) каналу дальності дорівнює половині розрізнювальної здатності по похилій дальності r / 2 (Фіг.4). Тобто, r CT 2 MT 2 CT (5) 2 Відкіля R 1 L x1 R 2 r 2 R (6) Обмежуючись двома першими членами розкладання радикала в ряд, одержимо (7) R r Максимальна просторова частота в спектрі кутових частот визначається половиною розміру поверхні, що відбиває, по відповідній координаті. Тобто максимальна просторова частота, яку пропускає перший фільтр (8) ф1max L x1 рад / сек Таким чином, частота зрізу першого фільтра, що є фільтром нижніх частот (ФНЧ) дорівнює L x1 рад / сек . Другий фільтр буде смуговим. Його верхня частота зрізу визначається зі співвідношення L x1 R 2 2 NT Відкіля R r (9) (10) L x2 2R r Для третього фільтра верхня частота зрізу дорівнює NT ET L x3 3R r Для четвертого фільтра (11) (12) 4R r Для фільтра з довільним номером m верхня частота зрізу L xm дорівнює Lx4 (13) mR r При такій апроксимації помилка в обчисленні частот зрізу смугових фільтрів не перевищує 0,1%. Відмітними ознаками винаходу є: - цифрова фільтрація сигналів у кожному каналі похилої дальності здійснюється (кожного рядка масиву чисел) для виділення відбитого сигналу від частин елементів поверхні, що опромінюється. Виділені сигнали відповідають, певним чином обраним, кутам візування 1, 2, … n, сума яких дорівнює половині ширини ДС передавальної антени в горизонтальній площині; - число фільтрів у кожному каналі і по похилій дальності визначається шириною діаграми спрямованості (ДС) передавальної антени в горизонтальній площині і дальністю Ri по формулі L xm 2 Ri o (14) 4 r - верхні частоти зрізу смугових фільтрів для кожного каналу дальності i визначаються формулою Nj 8 в cp k kRi r (15) де k=1,2,…, Nj. Нижня частота зрізу k-го фільтра дорівнює верхній частоті зрізу (k-1)-го фільтра. Нижня частота зрізу 1-го фільтра дорівнює нулеві; - компонування (підсумовування) відфільтрованих сигналів рядків (каналів по дальності) здійснюється для формування відбитих сигналів від прямокутних ділянок смуги перегляду. Для виконання компонування формується масив дискретних значень відбитих сигналів, відліки яких зрушені на лінійний інтервал дискретизації, якій дорівнює половині розрізнювальної здатності по похилій дальності. Наприклад, (див. Фіг.3) компонування елементів 1-го каналу дальності здійснюється шляхом підсумовування таких сигналів: - сигналів з виходу першого фільтра 1-й рядка з вихідними сигналами фільтра №2 2-го рядка масиву, рядка (каналу), який відповідає більшій на r / 2 дальності; - сигналів з виходу фільтра №3 3-го рядка масиву, що відповідає дальності, яка на r перевищує дальність до дискретного значення одномірної радіоголограми, що формується, і так далі до - сигналів з виходу останнього N j -го фільтра N j -го рядка масиву. Число рядків буферної пам'яті для збереження масиву збільшується на число необхідних фільтрів для каналу дальності розташованого на максимальному віддаленні, тобто на число рядків 2 Rmax o (16) 4 r Результати компонування (підсумовування) записують у пам'ять процесора і використовують для звуження променя антени. Процес обробки сигналів зводиться до складання всіх відліків сигналу, що відносяться до одного об'єкта відбиття, в фазі. Послідовність операцій, що здійснюються над сигналом, приведена на Фіг.5. Порівняння технічного рішення, що заявляється, із прототипом дозволяє зробити такі висновки: - спосіб синтезування апертури РЛС БО, який заявляється, відрізняється тим, що в кожному рядку записаного масиву траєкторних даних за похилою дальністю, здійснюється виділення сигналів визначеного діапазону частот за допомогою цифрових смугових фільтрів. Число смугових фільтрів N j у каналі похилої дальності визначається шири ною діаграми спрямованості передавальної антенної системи в горизонтальній площині 0 і дальністю R по формулі 2 R2 R tg Nj 0 2 R (17) r/2 - верхні частоти зрізу смугових фільтрів для кожного каналу дальності і визначаються формулою в cp k kRi r де k=1,2,…, Nj; (18) 9 - нижня частота зрізу k-го фільтра дорівнює верхній частоті зрізу (k-1)-го фільтра; - нижня частота зрізу 1-го фільтра дорівнює нулеві; - процес компонування масиву даних відбитих сигналів від прямокутних елементів смуги розвідки здійснюється шляхом підсумовування таких сигналів: 1-го фільтра кожного і-го рядка масиву, 2-го фільтра (і+1)-го рядка, що відповідає більшій на r / 2 дальності; 3-го фільтра (і+2)-го рядка, що відповідає дальності, яка на r перевищує дальність до і-го рядка; 4-го фільтра (і+3)-го рядка масиву,..., N j -го фільтра (i Nj 1) -го рядка. Процес компонування забезпечує формування масиву відбитих сигналів від прямокутних елементів смуги розвідки, ширина яких дорівнює розрізнювальній здатності по похилій дальності r . Їх довжина L x дорівнює лінійній ширині променя діаграми спрямованості передавальної антенної системи в горизонтальній площині на відповідній дальності, тобто L x R 0 . Перейдемо до розгляду РЛС БО огляду, що зв'язана єдиним винахідницьким задумом з вищеописаним способом синтезування апертури. Запропоновані склад і структура РЛС БО забезпечують виконання технологічних операцій перетворення відбитого радіолокаційного сигналу. РЛС БО призначена для одержання радіолокаційного зображення земної поверхні. При цьому вісь діаграми спрямованості реальної антени розташовується перпендикулярно лінії руху літального апарата. Передбачається, що літальний апарат переміщається рівномірно і прямолінійно на незмінній висоті над земною поверхнею, яка вважається плоскою. Проекцію траєкторії польоту літального апарата на земну поверхню називають лінією шляху. При бічному огляді на деякій відстані від лінії шляху розташовується смуга земної поверхні, що представляє собою зону радіолокаційного огляду, границі якого рівнобіжні лінії шляху. Взаємне положення літального апарата і зони огляду в нормальній земній системі координат OXYZ, вісь X якої збігається з лінією шляху літального апарата, а площина OXY - із земною поверхнею, показано на Фіг.6. У відомої РЛС БО ([3] с.55-68, 84-86) з оптичною системою обробки траєкторного сигналу висока розрізнювальна здатність по шляховій дальності досягається за рахунок сфокусованої синтезованої апертури, а по похилій дальності - за рахунок широкої смугу сигналу зондування. Однак у практичних зразках досягти розрізнення менш 10 метрів не вдається через траєкторну нестабільність руху літака і неможливість її компенсації при оптичному запису й обробці відбитих сигналів. Така розрізнювальна здатність для цілого ряду задач виявляється недостатньою. Найбільш близькою за структурою і принципом дії до пропонованого винаходу є РЛС БО, що описана в ([3] с.60-66, 91-105). Ця РЛС БО із синтезованою апертурою (СА) складається з антенної системи, когерентного приймально-передавального тракту, цифрової 92116 10 системи обробки (ЦСО) сигналів і системи відображення інформації. Антенна система разом з навігаційною системою літака забезпечує просторову стабілізацію, керування антеною по куту місця, обчислення відхилення від заданої траєкторії, випромінювання зондувальних і прийом відбитих сигналів. Когерентний приймально-передавальний тракт призначений для формування зондувальних імпульсів, прийому відбитих сигналів і забезпечує вимірювання дискретних значень радіоголограм на траєкторії синтезування в каналах похилої дальності. Цифрова система обробки здійснює когерентне підсумовування сигналів від кожної цілі за час прольоту носієм ділянки траєкторії, рівної штучному розкриву антени. Однак, у реальній системі не вдається досягти розрізнення в одиниці і частки метра без зменшення дальності дії через обмеження на добуток розрізнювальних координат властивого класичній структурі побудови смугової РСА. Задачею запропонованого винаходу є підвищення розрізнювальної здатності РЛС БО без зменшення дальності дії. Тобто розробка такої структури смугової РЛС БО, що не має цього структурного обмеження. Рішення поставленої задачі досягається тим, що в РЛС БО, що розміщається на літаку, і конструктивно містить такі елементи (див. Фіг.7): приймально-передавальну антенну систему 1, вхід і вихід якої з'єднані відповідно з виходом передавача і входом приймача блокa прийомопередавача 4, блок керування просторовою орієнтацією антени 2, виходи якого керують поворотом антени навколо осей її шарнірних підвісів, а вхід з'єднаний з виходами інтегральної навігаційної системи (ІНС) 5, блок трьохкоординатних акселерометрів 3, що кріпляться до антени, а їхні виходи з'єднані з входами блокa керування антеною 2 і з входами ІНС; блок вимірів і дискретизації 6, входи якого з'єднані з виходами прийомопередавача 4, попередній фільтр цифрової обробки, що включає блок буферної пам'яті 9, пам'ять фільтра 10, один із входів якої з'єднується з виходом блокa буферної пам'яті, і суматор 11, вхід якого з'єднаний з виходом пам'яті попереднього фільтра, а вихід з одним з його входів; пристрій вторинної цифрової обробки, що включає пам'ять сигналів каналів дальності 12, вхід якого з'єднаний з виходом суматора, пристрій цифрової узгодженої фільтрації траєкторних сигналів, що включає пам'ять опорних функцій 15 і цифровий узгоджений фільтр 14, один із входів якого з'єднаний з виходом блокa пам'яті опорних функцій 15; пам'ять системи збереження і відображення 16, вхід якої з'єднаний з виходом цифрового узгодженого фільтра 14; пристрій відображення 17, вхід якого з'єднаний з виходом пам'яті системи збереження і відображення, і синхронізатор 18, що формує імпульси запуску, керуючі і бланкуючі відео імпульси, які забезпечують координацію роботи блоків станції; додатково введені обчислювач фазової корекції 7, входи якого з'єднані з виходами ІНС, компенсатор траєкторних нестабільностей 8, входи якого з'єднані з виходами обчислювача фазової корекції 7 і блокa виміру і дискретизації 6, а вихід із входом блокa буферної 11 пам'яті і процесор фільтрації і компонування 13, вхід якого з'єднаний з виходом блокa пам'яті сигналів каналів дальності 12, а вихід із входом цифрового погодженого фільтра 14. У свою чергу когерентний приймальнопередавальний пристрій 4 (див. Фіг.8) конструктивно містить, генератор високої частоти 20, генератор проміжної частоти (ГПЧ) 19, імпульсний модулятор сигналу проміжної частоти 21, один із входів якого підключений до одного з виходів генератора проміжної частоти, генератор лінійно частотна модульованого (ЛЧМ) сигналу 22, вхід якого з'єднаний з виходом імпульсного модулятора 21, змішувач передавача 23, один із входів якого з'єднаний з виходом генератора ЛЧМ сигналу, а інший з одним із виходів генератора високої частоти 20, підсилювач потужності 24, один із входів якого з'єднаний з виходом змішувача передавача, а вихід із входом антенної системи, імпульсний модулятор сигналу, що випромінюється, 25, вхід якого з'єднаний із синхронізатором, а вихід з керуючим входом підсилювача потужності, підсилювач високої частоти 26, вхід якого підключений до виходу антенної системи, змішувач приймача 27, один із входів якого з'єднаний з виходом підсилювача високої частоти 26, а інший з одним із виходів генератора високої частоти 20, попередній підсилювач проміжної частоти (ППЧ) 28, один із входів якого з'єднаний з виходом змішувача приймача 27, пристрій стиснення імпульсів 29, вхід якого підключений до виходу попереднього ППЧ 28, основний ППЧ 30, вхід якого з'єднаний з виходом пристрою стиску імпульсів, блок фазових детекторів (ФД) 31, один із входів якого з'єднаний з виходом основного ППЧ 30, інший вхід з'єднаний з одним із виходів ГПЧ 19, а виходи з'єднані з входами аналогоцифрових перетворювачів (АЦП) 8, схему часового автоматичного регулювання посилення (ЧАРП) 32, вихід якої з'єднаний з одним із входів попереднього ППЧ і схему автоматичного регулювання посилення (АРП) 33, вихід якої з'єднаний з одним із входів основного ППЧ. Блок ФД 31 (Фіг.9) конструктивно містить ФД синфазного каналу 35, один із входів якого з'єднаний з виходом основного ППЧ 30, іншій - з виходом ГПЧ 19, а вихід підключений до одного з входів АЦП 8, фазозсувний ланцюг 34, вхід якого з'єднаний з виходом ГПЧ і ФД квадратурного каналів 36, один із входів якого з'єднаний з виходом основного ППЧ 30, інший - з виходом фазо зсувного на 90° ланцюга 34. Блок виміру і дискретизації 6 (Фіг.10) конструктивно складається з АЦП синфазного каналу 37, 37' і АЦП квадратурного каналу 38, 38'. Блок корекції відхилень від опорної траєкторії 8 (Фіг.10) конструктивно містить помножувачі 39 і 39', один із входів яких з'єднаний відповідно з виходами АЦП синфазних каналів 37 і 37', а інший вхід з косинусним виходом обчислювача фазової корекції 7, помножувачі 40 і 40', один із входів яких з'єднаний відповідно з виходами АЦП квадратурних каналів 38 і 38', а інший вхід із синусним виходом обчислювача фазової корекції 7, помножувачі 41 і 41', один із входів яких з'єднаний відповідно з виходами АЦП квадратурних каналів 38 і 38', а 92116 12 інший вхід з косинусним виходом обчислювача фазової корекції 7, помножувачі 42 і 42', один із входів яких з'єднаний відповідно з виходами АЦП синфазних каналів 37 і 37', а інший вхід із синусним виходом обчислювача фазової корекції 7, піднімальні пристрої 43 і 43', на входи яких надходять сигнали з виходів помножувачів 39, 40 і 39', 40', а виходи їх з'єднані з входами блокa буферної пам'яті 9; суматори 44 і 44', на входи яких надходять сигнали з виходів помножувачів 41, 42 і 41', 42', а виходи їх з'єднані з входами блокa буферної пам'яті 9. Приймально-передавальний пристрій РЛС БО 4 (Фіг.8) призначений для формування когерентної послідовності надвисокочастотних радіоімпульсів із внутріімпульсною лінійною частотною модуляцією і когерентним прийомом відбитих сигналів, а також їхнього стиснення та одержання просторового спектра елементів смуги огляду. Формування сигналу передавача відбувається в такий спосіб: генератор проміжної частоти 19 і гетеродин квазинесучої 20 виробляють когерентні гармонійні сигнали з частотами fпч і fo . Звичайно когерентні гетеродини, включають стабілізований кварцем генератор гармонійного сигналу частотою fзг , наприклад, порядку 100МГц і помножувачі частоти. Сигнал з виходу когерентного генератора проміжної частоти 19, наприклад, частоти 2 ГГц, подається на вхід імпульсного модулятора 21. На інший вхід імпульсного модулятора 21 подається періодична послідовність відеоімпульсів від синхронізатора 18. Сигнал з виходу імпульсного модулятора 21 подається на вхід генератора ЛЧМ- сигналу 22. Сигнал з виходу генератора ЛЧМ- сигналу 22 подають на один із входів змішувача передавача 23, на інший вхід якого подається сигнал з виходу когерентного гетеродина квазинесучої частоти fo , яка близька до частоти випромінюваного сигналу fвип , наприклад, 10ГГц. З виходу змішувача 23 періодична послідовність радіоімпульсів з несучою частотою fвип fo fпр підсилюється в підсилювачі потужності 24 і подається у тракт хвильоводу передавальної антени. їхня тривалість визначається імпульсним модулятором надвисоких частот, що запускається імпульсами із синхронізатора. Тобто, в передавачі здійснюється збудження гармонійних коливань проміжної fпp і квазинесучої fo частоти, формування імпульсного ЛЧМ- сигналу на проміжній частоті, перенос спектра імпульсного ЛЧМ- сигналу на несучу частоту fизл fo fпр і підсилення імпульсних ЛЧМ- сигналів (див. Фіг.8). А за допомогою передавальної антени (антенної системи 1) РЛС БО відбувається випромінювання зондувальних сигналів. Відбитий сигнал приймається прийомною антеною приймально-передавальної антенної системи 1 РЛС БО. Антена перетворює сигнали відбитих електромагнітних хвиль в електричні сигнали, що по хвильоводу подаються на вхід під 13 силювача високої частоти приймача (ПВЧ) 26 (Фіг.8). З виходу ПВЧ підсилений сигнал подається на перший вхід змішувача приймача 27. На другий вхід змішувача 27 надходить сигнал з гетеродина квазинесучої 20. На виході змішувача утвориться сигнал різницевої частоти fпp із фазою, що змінюється по квадратичному закону 0,5 t 2 усередині імпульсу при відбитті його від крапкової цілі. Тут - швидкість зміни частоти при лінійній частотній модуляції зондувального сигналу. З виходу змішувача 27 сигнал подається на вхід попереднього підсилювача проміжної частоти 28. Після підсилення в попередньому підсилювачі проміжної частоти ЛЧМ- радіоімпульси надходять на вхід схеми стиснення імпульсів 29. Основним елементом схеми є дисперсійний фільтр, що здійснює стиснення за часом ЛЧМ- радіоімпульсів, що надходять до нього. Сигнал з виходу схеми стиснення імпульсів 29 подається на основний підсилювач проміжної частоти 30. Попередній і основний підсилювач проміжної частоти служать для компенсації згасання сигналу в дисперсійному фільтрі. Коефіцієнт підсилення попереднього ППЧ регулюється за допомогою схеми часового автоматичного регулювання підсилення (ЧАРП) 32. Ця схема встановлює підсилення в залежності від дальності таким чином, щоб інтенсивність сигналів, відбитих від однотипної місцевості, була б приблизно однакова на початку і наприкінці смуги огляду. Схема АРП 33, що працює по шумовій напрузі ППЧ, установлює коефіцієнт підсилення каналу приймача таким, щоб інтенсивність шуму на виході основного ППЧ залишалася б приблизно постійною у всіх режимах роботи РЛС БО. Це забезпечує сталість інтенсивності шумового фону при записі радіоголограми. Стиснуті радіоімпульси з постійною несучою частотою fпp із виходу основного ППЧ 30 надходять на фазові детектори 35 і 36 (див. Фіг.9). Опорний сигнал з виходу генератора проміжної частоти 19 подається безупинно на ФД 35 і ФД 36 через фазообертач 34. На виходах ФД 35 і 36 формуються відеосигнали пропорційні ортогональним складовим радіоголограми на траєкторії синтезування. Таким чином, приймачем РЛС БО здійснюються такі операції: - підсилення НВЧ сигналу, - перенесення спектру прийнятих антеною сигналів на проміжну частоту, - частотна селекція та попереднє підсилення сигналів на проміжній частоті, - стиснення прийнятих імпульсних сигналів і їх підсилення на проміжній частоті, - когерентне фазове детектування сигналів. Далі сигнал з виходів пари ФД блокa 31 подається на дві пари АЦП блокa виміру і дискретизації 6 (Фіг.7). Особливість виміру і дискретизації полягає в тому, що інтервал дискретизації дорівнює періодові дискретизації і має значення t 2 r /c (19) де c - швидкість світла; 92116 14 r - розрізнювальна здатність по похилій дальності. Тобто, за допомогою АЦП здійснюються процеси вимірювання і дискретизації траєкторного сигналу в кожному елементі розрізнення по похилій дальності в смузі огляду РЛС БО. З виходу блоку АЦП 6 сигнали подаються на компенсатор відхилень від опорної траєкторії синтезування апертури 8. На нього ж подаються обчислені значення синуса і косинуса величини фазової корекції з блоку обчислення фазової корекції (ФК) 7 (див. Фіг.10). Обчислення величини фазової корекції виконують по величині відхилення антени від опорної траєкторії АД, що надходить на вхід блокa 7 від інтегрувальної навігаційної системи РЛС БО. В обчислювачі ФК розраховується необхідне значення зміни фази відбитих сигналів , що дорівнює дрібній частині відношення Д (20) де Д - величина відхилення антени РЛС БО від опорної траєкторії; - довжина хвилі зондувального сигналу. На виходи обчислювача ФК видаються числа відповідні синусові і косинусові обчисленої величини фазової корекції . Таким чином, за допомогою блоків 3, 5, 7 і 8 забезпечується і здійснюється операція корекції фази прийнятих сигналів. Скоректовані цифрові значення відбитих сигналів з виходу коректора відхилень 8 подаються в буферну пам'ять 9 відкіля вони надходять у попередній фільтр, що включає пам'ять попереднього фільтра 10 і суматор 11. У попередньому фільтрі обчислюється середнє значення комплексних чисел, що відповідають обмірюваним дискретним значенням відбитих сигналів для кожного каналу похилої дальності, на максимально припустимому інтервалі дискретизації траєкторних сигналів, який дорівнює половині горизонтального розміру передавальної антени. Попередній фільтр реалізує операцію усереднення сигналів від кожного елемента розрізнення по похилій дальності на максимально припустимому інтервалі дискретизації по траєкторії синтезування. Вихідні сигнали попереднього фільтра надходять у блок пам'яті сигналів каналів дальності 12 пристрою вторинної цифрової обробки. Сигнали першої пари АЦП утворять непарні рядки масиву чисел, що відповідають каналам по похилій дальності, сигнали другої пари АЦП утворять парні рядки масиву чисел, що відповідають каналам по похилій дальності. Кожна з пар АЦП фіксує дійсну і уявну складову сигналів від кільцевих сегментів каналів дальності. Лінійний інтервал дискретизації сигналів в АЦП, що відповідає координаті похилої дальності, дорівнює величині розрізнення по дальності r , а моменти відліків у першій і другій парі АЦП зрушені на час, що відповідає половині величини розрізнення по дальності r / 2 . 15 Цифровий процесор фільтрації і компонування 13 розділяє сигнал від кожного елемента iv кожного і-го рядка числового масиву траєкторних сигналів каналів дальності (сигналів від кільцевих сегментів) на N j складових за допомогою смугових фільтрів. Ці фільтри повністю перекривають смугу кутових частот відбитого сигналу. Їх смуги пропускання стикуються між собою, та мають ширину (21) R r k k 1 де k=1,2,…, Nj - номер фільтра каналу. Потім цифровий процесор фільтрації і компонування формує оперативний масив чисел, у якому кожному елементові масиву чисел блокa пам'яті 12 iv відповідає набір з N j чисел, отриманих у fk результаті фільтрації траєкторних сигналів, і здійснює компонування результуючого масиву. Елементи результуючого масиву відповідають сигналу відбиття від прямокутних елементів смуг похилої дальності шириною, що дорівнює розрізнювальної здатності по дальності та довжиною, яка дорівнює розміру синтезованої апертури. Їх одержують шляхом підсумовування таких сигналів: 1-го фільтра кожного і-го рядка масиву синфазного каналу (СК), 2-го фільтра (і+1)-го рядка масиву СК, що відповідає більшої на r / 2 дальності; 3-го фільтра (і+2)-го рядка масиву СК, що відповідає дальності на r перевищуючу дальність до формованого дискретного значення одномірної радіоголограми; ..., N j -го фільтра (i Nj 1) - го рядка масиву СК. Підсумовування виконується роздільно по масивах синфазного і квадратурного каналів для кожного каналу похилої дальності. Результати компонування запам'ятовуються у пам'яті цифрового процесора фільтрації і компонування. Конструктивно цифровий процесор фільтрації і компонування може бути побудований на базі ПЕОМ. Для визначення необхідного обсягу пам'яті і швидкодії встановимо (задамося) основними характеристиками РЛС БО. Нехай за один літако-виліт необхідно одержати радіолокаційне зображення району розміром 100x100 км із розрізненням 1 1м. Якщо прийняти, що для запису числа досить 8 біт пам'яті, то це буде відповідати обсягові пам'яті 2 105 105 20 Гбайт. Типовою смугою огляду можна вважати смугу шириною 10км (звичайно 5 30 км), що при розрівих.мас. зненні 1 метр вимагає NR 104 каналів дальності. Нехай робочий діапазон дальностей, як варіант, 10 50 км. У такому випадку, з полуторним запасом для максимальної дальності дії, період проходження зондувальних імпульсів дорівнює Тс=0,5мс. Робочий діапазон швидкостей різних безпілотних літальних апаратів (ЛА) коливається в межах 50 200 м/с, а пілотованих - 100 300 м/с. Приймаючи шляхову швидкість носія W=150м/с (540км/година) час розвідки району 92116 16 100x100 км буде приблизно дорівнювати 2 годинам. При розрізнювальній здатності 1 метр по похилій дальності максимально припустимий часовий період дискретизації дорівнює ТД=3,3нс. Тобто ширина спектра зондувального сигналу дорівнює 1 f 150 МГц (22) 2TД Середній темп надходження відліків у блок пам'яті 12 при швидкості носія 150 м/с дорівнює dГ ПРД 0,67 мкс (23) пос 2W NR З урахуванням необхідності створення 4-х масивів (24) пос. реаль. 0,165 мкс Тобто, процесор фільтрації і компонування повинен при обробці сигналу в реальному масштабі часу за час 0,165мкс обчислити відліки усіх фільтрів прийнятого сигналу і-го каналу похилої дальності Nji Ri 2 0/4 r (25) Середнє число фільтрів, що відповідають одному каналу смуги огляду дорівнює NR Nji Nj 2 0 i 1 NR 4 r Rmin 0,5NR (26) r При виборі смуги огляду R=10км і Rmin =40км середнє число фільтрів на канал дальності дорівнює 6. Для погодженої фільтрації траєкторного сигналу (звуження променя) фазова характеристика приймача повинна бути лінійною. Тому цифрові фільтри вторинної обробки прийнятих сигналів також повинні мати лінійну фазову характеристику. А таку характеристику мають цифрові фільтри з кінцевою імпульсною характеристикою (КІХ). Відмінною рисою таких фільтрів є те, що для одержання частотних характеристик близьких до Пподібних потрібна імпульсна характеристика з досить великим числом відліків Nвідл порядка 50-ти [7]. Такий фільтр для одержання одного відліку вимагає 50 операцій множення і 50 додавання. Тобто при фільтрації програмним методом за допомогою ПЕОМ процес додавання двох чисел включає два такти для вибору чисел, один такт для їхнього додавання й один такт для відправлення результату в пам'ять - усього 4 такти. Процес множення займає як мінімум у 2 рази більше часу, тобто 8 тактів. Отже, для одержання 1 відліку фільтра необхідно 600 тактів. А середнє число тактів процесора ПЕОМ для одержання одного відліку вихідної матриці програмним методом складатиме Nтакт (Nтакт.ум. Nтакт.сл. )Nвідл Nj 3600 (27) Тобто, для запропонованого способу синтезування апертури в квазіреальному масштабі часу необхідна швидкодія процесора (тактова частота) порядку fтакт Nтакт / пос. 3600 / 0,165 10 6 22 ГГц. На 17 92116 сьогодні один процесор забезпечити таку швидкодію не в змозі. Для оперативної обробки необхідно кілька процесорів. Тому процес цифрової фільтрації і компонування, а також погодженої фільтрації і відображення радіолокаційного зображення доцільно здійснювати на Землі після виконання польоту. Далі над обробленими цифровими фільтрами і скомпонованими траєкторними сигналами каналів похилої дальності, блоками 14 і 15 здійснюється процес погодженої фільтрації комплексного сигналу окремо в кожному каналі дальності. Процес обробки в одному каналі дальності можна описати виразом uРЛЗ (к ) Nn   u(к n)h(n) (28) n 1 де uРЛЗ - сигнал радіолокаційного зображення; k - номер відліку сигналу зображення уздовж лінії шляху; n - номер відліку опорної функції; Nn - число відліків опорної функції;  цифровий комплексний сигнал: u  uД (к ) ju У (к ) , u h(n) - цифрова комплексна опорна функція:  (n) h (n) jh (n) .   h Д У Для одержання k-го відліку вихідного сигналу уздовж лінії шляху потрібно відліки опорної функції з 1-го по Nn -й перемножити з відліками вхідного сигналу (цифрової радіоголограми) з (k+1)-го до (k+ Nn )-гo, скласти добутки окремо для СК і КК та для одержання комплексного числа знайти модуль за його складовими. Число відліків для кожного каналу дальності визначається довжиною синтезованої апертури і лінійним розміром періоду дискретизації траєкторного сигналу. Число відліків для і-го каналу визначається зі співвідношення Nni 2Ri o dГ ПРД (29) 18 З виходу блокa погодженої фільтрації 14 сигнали радіолокаційного зображення смуги огляду надходять у пам'ять блокa 16 (запам'ятовуючий пристрій зображень). Пристрій відображення 17 використовує цифровий запис смуги огляду, що знаходиться в пам'яті блокa 16, для формування на екрані функції радіолокаційного відображення смуги огляду. Підвищення ефективності застосування способу синтезування апертури антени РЛС БО, який заявляється, у порівнянні з прототипом досягається за рахунок додаткової обробки траєкторних сигналів. Це дозволяє вирішити протиріччя, що обмежує мінімальне значення добутку елементів розрізнення по похилій і шляховий дальності властиве класичному способі побудови смуговий РСА. Використання запропонованого способу синтезування апертури дає змогу проектувати РЛС БО надвисокого розрізнення з більшою максимальною дальністю дії. Тобто зняти структурні обмеження, властиве класичній структурі смуговий РЛС БО. Джерела інформації: 1. Реутов А.П., Михайлов Б.А., Кондратенков Г.С., Бойко Б.В. Радиолокационные станции бокового обзора. М.: «Советское радио», 1970. с.71-82, 241-298. 2. Радиолокационные станции обзора Земли /Г.C.Кондратенков, В.А.Потехин, А.П.Реутов, Ю.А.Феоктистов; Под ред. Г.C.Кондратенкова. М.: Радио и связь, 1983-272с., ил. 3. Радиолокационные станции воздушной разведки/ Под ред. Г.C.Кондратенкова. - М.: Воениздат, 1983, стр.55-66; 91-116). 4. Лейт Е.Н. Методы оптической обработки сигналов с одновременным сжатием импульсов и сужением луча антенны. Зарубежная радиоэлектроника. №2, 1970г. с.25-36. 5. Федотов Б.Н. Фундаментальные и структурные проблемы достижения разрешающей способности единиц и долей метра в космических радиолокационных станциях с синтезированием апертуры. // 3бірник наукових праць. Випуск 11. Житомир: ЖВІРЕ, 2007. - с.97-104. 6. Л.Рабинер, Б.Гоулд. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: «Мир», 1978. с.90, с.123. 19 92116 20 21 92116 22 23 Комп’ютерна верстка Т. Чепелева 92116 Підписне 24 Тираж 26 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601