Спосіб перетворення трифазної напруги в постійну

Реферат: Спосіб перетворення трифазної напруги в постійну належить до електротехніки і може бути використаний для створення джерел постійної напруги, які живляться від трифазної мережі. Спосіб полягає в тому, що трифазна напруга випрямлюється 6-пульсним діодним мостом і подалі згладжується за допомогою фільтра з інвертором напруги. При цьому частина вихідної потужності використовується для живлення інвертора. Керування інвертором виконується за умови забезпечення постійного миттєвого вихідного струму діодного мосту і стабілізації вихідної напруги. Також інвертор напруги, який входить до складу фільтра, може живитися безпосередньо від трифазної мережі. При цьому керування його вхідними струмами здійснюється за умови забезпечення максимального вхідного коефіцієнта потужності системи "діодний міст+інвертор". Технічним результатом є підвищення якості (покращення спектрального складу) напруги мережі живлення за рахунок зниження емісії вищих гармонік струму, підвищення коефіцієнта потужності, зниження струму споживання і зниження втрат енергії в мережі. UA 102640 C2 (12) UA 102640 C2 UA 102640 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Винахід належить до електротехніки і може бути використаний для створення джерел постійної напруги, які живляться від трифазної мережі. При проектуванні електронної апаратури часто постає задача перетворення трифазної напруги мережі живлення в постійну. Зазвичай це виконується за допомогою трифазного 6пульсного діодного мосту, до виходу якого підключено фільтруючий конденсатор великої ємності (Bin Wu, "High power converters and AC drives", IEEE Press, 2006). Недоліками такого способу перетворення є низький вхідний коефіцієнт потужності (КП) (в межах 0,5…0,7), великі спотворення форми кривої струму споживання та неможливість стабілізації вихідної напруги. Підвищити КП можна за допомогою встановлення дроселя, що згладжує, послідовно з виходом мосту. Це дозволяє підвищити КП до рівня 0,95 (теоретичний максимум становить 0,955), проте значно погіршує масогабаритні показники перетворювача зза великих габаритів і вартості дроселя, що згладжує, адже він має бути розрахований на частоту мережі і, як наслідок, мати велику індуктивність. Відомий спосіб перетворення трифазної напруги в постійну, що включає випрямлення трифазної напруги 6-пульсним діодним мостом з подальшим її підвищенням і згладжуванням за допомогою підвищуючого перетворювача (J. W. Kolar, Н. Ertl, and F. С. Zach, "Realization considerations for unidirectional three-phase PWM rectifier systems with low effects on the mains, " in Proc. 6th Conf. Power Electronics and Motion Control (PEMC), vol. 2, Budapest, Hungary, Oct. 1-3, 1990, pp. 560-565). Спосіб дозволяє стабілізувати вихідну напругу на рівні не нижче від амплітуди лінійної напруги мережі, забезпечити вхідний КП на рівні не нижче 0,95. Недоліком є необхідність вибору силових компонентів, виходячи з максимальної потужності навантаження, що призводить до підвищення вартості перетворювача і втрат потужності в ньому. Відомий спосіб перетворення трифазної напруги в постійну, що включає випрямлення трифазної напруги 6-пульсним діодним мостом з подальшим її пониженням за допомогою понижуючого перетворювача (J. Pforr, "Low-cost power factor correction for three-phase supply, " in Proc. 32nd Int. Power Conversion Conf. (PCIM), Nuremberg, Germany, May 21-23, 1996, pp. 487498). Спосіб дозволяє стабілізувати вихідну напругу на рівні не вище 0,866 амплітуди лінійної напруги мережі, забезпечити вхідний КП на рівні не нижче 0,95. Недоліками є необхідність фільтрації вхідних струмів з-за особливостей роботи понижуючого перетворювача, та вибір силових компонентів перетворювача за максимальною потужністю навантаження. Відомий спосіб перетворення трифазної напруги в постійну, що включає випрямлення трифазної напруги 6-пульсним діодним мостом з подальшим її згладжуванням за допомогою фільтра з інвертором напруги, що включений послідовно з навантаженням, причому цей інвертор напруги працює з нульовою середньою активною потужністю і імітує індуктивність (Н. Ertl, J. W. Kolar, F. С. Zach, A Constant Output Current Three-Phase Diode Bridge Employing a Novel "Electronic Smoothing Inductor", IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 52, no. 2, pp. 454-461, 2005) - прототип. Спосіб дозволяє забезпечити вхідний КП не нижче 0,95. Перевагою є те, що інвертор напруги ("електронний дросель") розраховано лише на частину (близько 10 %) вихідної потужності випрямляча, що дозволяє знизити втрати потужності в системі і підвищити питому потужність випрямляча. Недоліком способу є неможливість стабілізації вихідної напруги, оскільки інвертор у складі "електронного дроселя" повинен працювати з близькою до нуля середньою активною потужністю. В основу винаходу поставлена задача удосконалити спосіб перетворення трифазної напруги в постійну, що дозволить стабілізувати вихідну напругу і розширити робочий діапазон вхідних напруг, тим самим підвищити споживчі якості перетворювача трифазної напруги в постійну. Для рішення поставленої задачі в способі перетворення трифазної напруги в постійну, що включає випрямлення трифазної напруги 6-пульсним діодним мостом з подальшим згладжуванням за допомогою фільтра з інвертором напруги, що включений послідовно з навантаженням, відповідно до винаходу, вихідну напругу інвертора et  встановлюють згідно з et   Udc  upn t  u t  рівнянням , де Udc - вихідна напруга випрямлювача, В; pn - вихідна напруга діодного мосту, В; при цьому забезпечують постійний миттєвий вихідний струм діодного мосту, а живлення інвертора виконують від перетвореної постійної напруги або від трифазної 1 UA 102640 C2 5 10 15 мережі, в останньому випадку вхідні струми інвертора встановлюють з умов забезпечення максимального вхідного коефіцієнта потужності системи "діодний міст + інвертор". Запропонований спосіб пояснюється кресленнями, на яких показані: фіг. 1 - схема заміщення випрямлювача трифазної напруги; фіг. 2 - схема з DC/DC інвертором напруги як керованого джерела ЕРС; фіг. 3 - принципова електрична схема випрямляча, що реалізує запропонований спосіб; фіг. 4 - структурна схема системи керування для схеми фіг. 3; фіг. 5 - схема з AC/DC інвертором як керованого джерела ЕРС; фіг. 6 - принципова електрична схема випрямляча, що реалізує спосіб по фіг. 5; фіг. 7 - структурна схема системи керування для схеми фіг. 6; фіг. 8 - принципова електрична схема випрямляча зі спільною ланкою постійного струму; фіг. 9 - структурна схема системи керування для схеми фіг. 8; фіг. 10, 11, 12 - вхідні струми випрямляча по схемі фіг. 6 при вихідній напрузі, що дорівнює відповідно (1,0; 1,2; 1,732) амплітуди вхідної лінійної напруги. Розглянемо реалізацію вищевикладеного способу перетворення трифазної напруги в постійну за умов живлення від симетричної трифазної мережі. Вихідна напруга діодного мосту upn t  (фіг. 1) може бути визначена як     upn t   Um cos t mod    , 3  6  20 (1) де Um - амплітуда вхідної лінійної напруги, В; -1  - кутова частота мережі, с . Для забезпечення постійного вихідного струму діодного мосту Idc необхідно дотримуватися умови et   Udc  upn t  , 25 30 (2) де et  - вихідна напруга допоміжного перетворювача, В; Udc - вихідна напруга випрямляча, В. Якщо вибрати вихідну напругу Udc  більше або рівній Um , то напруга et  не буде змінювати знак. Це дозволяє спростити схему допоміжного перетворювача, адже він в цьому разі має працювати лише в одному квадранті et   0,Idc  0 . Середня потужність допоміжного перетворювача Pa визначається як Pa  Idc  35    2 /   2 /  3     et dt Idc   Udc    upn t dt   Idc   Udc  Um  ,   2 0 2 0      (3) З вищенаведеного виразу видно, що для мінімізації потужності Pa слід мінімізувати вихідну напругу випрямляча Udc . Враховуючи умови одно квадрантної роботи Udc  Um  і умови мінімуму потужності Pa , отримуємо оптимальну величину вихідної напруги випрямляча: Udc  Um . За умови 40 Udc  Um середня потужність допоміжного перетворювача дорівнюватиме 3  Pa  Idc  Udc  1   , що становить лише 4,7 % від вихідної потужності випрямляча.   Максимальна вихідна напруга допоміжного перетворювача визначається як  emax  Udc  Um cos  6 (4) і для випадку Udc  Um становить всього 13,4 % вихідної напруги Udc . 2 UA 102640 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 Таким чином, допоміжний перетворювач має бути розрахований на роботу з повним вихідним струмом Idc , вихідною напругою від 0 до 0,134 Udc і мати середню потужність 0,047 від вихідної. В практичній реалізації трифазного випрямляча (фіг. 3) допоміжний перетворювач виконано у вигляді напівмостового інвертора (S1, S2, фіг. 3), до виходу якого підключена первинна обмотка високочастотного трансформатора (Т1, фіг. 3), вторинна обмотка цього трансформатора виконана з відводом від середини і навантажена на двонапівперіодний високочастотний випрямляч з двома діодами і високочастотним дроселем (L1). Інвертор отримує живлення від вихідних шин трифазного випрямляча (конденсатори С1, С2, фіг. 3). Амплітуда напруги на первинній обмотці трансформатора при застосуванні напівмостового інвертора дорівнює 0,5Udc . Оскільки на вторинній обмотці напруга повинна бути не менше 0,134Udc , коефіцієнт трансформації має бути не більше, ніж 0,5/0,134=3,73. В практичній реалізації випрямляча встановлено трансформатор з коефіцієнтом трансформації K mp  3,5 . Застосування напівмостового інвертора також дозволяє симетрувати напруги на послідовно з'єднаних вихідних конденсаторах випрямляча (С1, С2, фіг. 3). Для реалізації цієї функції трансформатор Т1 виконується з повітряним зазором в магнітопроводі, внаслідок чого робота допоміжного перетворювача не буде порушуватися при виникненні струму несиметрії, який протікатиме через первинну обмотку Т1. Система керування допоміжним інвертором двоконтурна (фіг. 4). Внутрішній широкосмуговий контур з регулятором струму Wcr s забезпечує стабілізацію вихідного струму діодного мосту Idc . Рівень цього струму задається зовнішнім контуром, що містить інерційний стабілізатор вихідної напруги Wdc s , який реалізує функцію Boost-Follower, тобто вихідна напруга випрямляча підтримується на рівні амплітуди вихідної напруги діодного мосту (опорна напруга Uref "стежить" за Um ). Це дозволяє мінімізувати потужність допоміжного інвертора (див. вище). За необхідності стабілізації вихідної напруги на фіксованому рівні необхідно зменшувати коефіцієнт трансформації Т1. Так, при встановленні K mp  2 можна забезпечити стабілізацію вихідної напруги на рівні 600 В при зміні лінійної напруги живлення в межах 368-424 В. Однак середня потужність допоміжного перетворювача в цьому разі повинна бути близько 21 % потужності навантаження. Як ключі S1, S2 (фіг. 3) застосовано транзистори FGA25N120ANTD, діоди 80EBU04, вхідний діодний міст зібрано з двох однофазних мостів KBPC5010W. Частота перемикання 20 кГц, індуктивність дроселя 120 мкГн при струмі 30 А. Вихідні конденсатори С1, С2-2470 мкФ  400 В. Система керування транзисторами містить двотактний контролер UC3846 і спеціалізовані оптопари HCPL3120. При роботі діодного мосту з постійним миттєвим вихідним струмом його вхідні струми являють собою прямокутні імпульси шириною 120 електричних градусів. Вхідний КП у цьому разі становить 0,955, а коефіцієнт гармонік вхідного струму дорівнює THD 1=31 %. Представляє інтерес зниження THD1 і підвищення КП за рахунок виконання допоміжного перетворювача з трифазним входом (фіг. 5) і можливістю прямого керування його вхідними струмами з тим, щоб вхідний струм системи був синусоїдальним. Визначимо умови, за яких для повної корекції КП можна застосовувати одно квадрантний допоміжний перетворювач (тобто його миттєві фазні потужності повинні завжди бути позитивними). Вхідний фазний струм випрямляча дорівнює it   ir t   ia t  , де ir t  - вхідний струм діодного мосту, ia t  - вхідний струм допоміжного перетворювача (фіг. 5). За умови одиничного КП вхідний струм має дорівнювати it   Im sint  , де Im - амплітуда вхідного струму. Скористаємося тією умовою, що в момент часу t   / 6 (коли перемикаються діоди мосту і його вхідний струм становиться рівним Idc ) струм ia t  має бути позитивним: 1           ia    i   ir    Im sin   Idc  Im  Idc  0 , 2  6   6   6  6 (5) 50 Тобто амплітуда вхідного струму системи Im має бути вдвічі більша за вихідний струм Idc . Розглянемо випадок Im  2Idc . 3 UA 102640 C2 3 Um  Im  3Um  Idc . Зважаючи на 2 баланс потужності і нехтуючи втратами в системі, вихідна потужність Pdc має дорівнювати вхідній: Вхідна потужність системи в цьому разі дорівнює Pin  Pdc  Udc  Idc  3Um  Idc , (6) 5 10 15 Звідси маємо умову встановлення вихідної напруги: Udc  3Um . При цьому середня потужність допоміжного перетворювача Pa має бути 44,9 % від Pdc . Такий режим ставить під сумнів ефективність застосування допоміжного перетворювача, адже він має бути розрахований майже на половину вихідної потужності, крім того, вихідна напруга при живленні від мережі 400 В має дорівнювати близько 980 В, що ускладнює подальше перетворення. Знизити потужність допоміжного перетворювача і отримати добрі результати по КП і THD 1 можна, якщо не виконувати повну компенсацію гармонік вхідного струму (одно квадрантний допоміжний перетворювач не може працювати з негативними миттєвими фазними потужностями). При цьому також знижується вихідна напруга Udc . Так, при встановленні різних Udc маємо наступні показники системи (табл. 1): Таблиця 1 Um Pa  100 % Pdc 4,5 22,4 0,976 11 m ,U 13,2 13,1 0,992 Um 3 1 2Um , 17,3 10,2 0,995 20,4 8,4 0,997 13Um , 26,5 5,3 0,999 1 4Um , 31,8 3,2 0,999 15Um , 36,3 1,7 1 3Um 44,9 0 1 Udc 2 20 25 THD1, % Вхідний КП Оптимальним вибором є встановлення Udc  11125 Um . В практичній реалізації , , трифазного випрямляча було вибрано Udc  12Um . , Оскільки при неповній компенсації гармонік вхідного струму порушується баланс миттєвих потужностей, допоміжний перетворювач повинен мати накопичувач енергії. Практично він може бути виконаний у вигляді трирівневого підвищуючого перетворювача (VIENNA rectifier), навантаженого на напівмостовий DC/DC перетворювач з високочастотним трансформатором (фіг. 6). Максимальна вихідна напруга допоміжного перетворювача визначається з (4) і для випадку Udc  12Um становить всього 27,8 % вихідної напруги Udc . , Таким чином, допоміжний перетворювач має бути розрахований на роботу з повним вихідним струмом Idc , вихідною напругою від 0 до 0,278 U і мати середню потужність 0,204 dc 30 35 від вихідної. В практичній реалізації трифазного випрямляча (фіг. 6) допоміжний перетворювач виконано у вигляді трирівневого підвищуючого перетворювача (VIENNA rectifier) з ланкою постійного струму (конденсатори С1, С2, фіг. 6), навантаженого на напівмостовий інвертор (S1, S2, фіг. 6), до виходу якого підключена первинна обмотка високочастотного трансформатора (Т1, фіг. 6), вторинна обмотка цього трансформатора виконана з відводом від середини і навантажена на двонапівперіодний високочастотний випрямляч з двома діодами і високочастотним дроселем (L1, фіг. 6). 4 UA 102640 C2 Амплітуда напруги на первинній обмотці трансформатора при застосуванні напівмостового інвертора дорівнює 0,5Udc . Оскільки на вторинній обмотці напруга повинна бути не менше 5 10 15 20 25 30 35 40 45 0,278Udc , коефіцієнт трансформації має бути не більше, ніж 0,5/0,278=1,8. В практичній реалізації трифазного випрямляча встановлено трансформатор з коефіцієнтом трансформації K mp  1 6 . , Застосування напівмостового інвертора також дозволяє симетрувати напруги на послідовно з'єднаних вихідних конденсаторах трирівневого підвищуючого перетворювача (С1, С2, фіг. 6). Для реалізації цієї функції трансформатор Т1 виконується з повітряним зазором в магнітопроводі, внаслідок чого робота допоміжного перетворювача не буде порушуватися при виникненні струму несиметрії, який протікатиме через первинну обмотку Т1. Система керування напівмостовим інвертором двоконтурна (фіг. 7). Внутрішній широкосмуговий контур з регулятором Wcr s (фіг. 7) забезпечує стабілізацію вихідного струму діодного мосту Idc . Рівень цього струму задається зовнішнім контуром, що містить інерційний стабілізатор вихідної напруги Wdc s (фіг. 7), який реалізує функцію Boost-Follower, тобто вихідна напруга випрямляча встановлюється пропорційній амплітуді вихідної напруги діодного мосту. Це дозволяє стабілізувати потужність допоміжного перетворювача (див. вище). Система керування трирівневим підвищуючим перетворювачем (фіг. 7) також двоконтурна. Зовнішній контур з інерційним регулятором Wav s забезпечує стабілізацію напруги на конденсаторі С1 (фіг. 6). Напруга на С2 встановлюється автоматично з-за симетруючої дії напівмостового інвертора (див. вище). Внутрішні широкосмугові контури, що керують вхідними фазними струмами, оснащені регуляторами Wac s , що забезпечують підтримання вхідних фазних струмів iina ,iinb ,iinc  пропорційним відповідним фазним напругам ua , ub , uc  . Пропорційність забезпечується за допомогою перемножувачів. Як ключі SI, S2 (фіг. 6) застосовано транзистори STGW30N120KD, діоди 30ЕТН06, вхідний діодний міст зібрано з двох однофазних мостів KBPC2510W. Частота перемикання 20 кГц, індуктивність дроселя L1 120 мкГн при струмі 30 А. Конденсатори допоміжного перетворювача С1, С2-2330 мкФ  400 В. Вихідний конденсатор С3-470 мкФ  800 В (батарея з чотирьох конденсаторів 470 мкФ  400 В). Ключі Sa, Sb, Sc виконано на транзисторах IRG4PC50UD. Дроселі La, Lb, Lc мають індуктивність 800 мкГн при струмі 17 А. Система керування транзисторами ключів S1, S2 містить двотактний контролер UC3846 і спеціалізовані оптопари HCPL3120. Керування ключами Sa, Sb, Sc здійснюється за допомогою мікросхем МС33262 (по одній на кожну фазу), синхронізованих на частоті 25 кГц від генератора на мікросхемі ІСМ7555. Оскільки допоміжний AC/DC інвертор має власну ланку постійного струму з накопичувачем енергії (конденсатори С1, С2, фіг. 6), а на виході випрямляча також встановлено накопичувач (конденсатор С3, фіг. 6), можливе об'єднання цих двох ланок з метою оптимізації масогабаритних показників випрямляча. При цьому необхідно встановити роздільні допоміжні інвертори для стабілізації струмів позитивного і негативного виходів діодного мосту. Перевагою схемного рішення з загальною ланкою постійного струму (фіг. 8) є можливість отримання двополярної напруги, що може бути корисним, наприклад, при живленні трирівневих NPC інверторів. Додатково введений в схему напівмостовий інвертор (S3, S4, фіг. 8), виконаний аналогічно інвертору з ключами S1, S2. В системі керування (фіг. 9) введено ланку стабілізації негативного виходу системи (Uc2, фіг. 9), яка повністю аналогічна стабілізатору позитивного виходу (див. вище). Крім того, в зовнішньому контурісистеми керування трирівневим підвищуючим перетворювачем інерційний стабілізатор напруги замінено інерційним стабілізатором струму Wv ps , який підтримує нульовий середній струм Iap . Струм Ian встановлюється близьким до нуля з-за симетрії схеми. При необхідності забезпечення роботи з несиметричними вихідними напругами або струмами необхідно застосовувати роздільне активне симетрування струмів Iap і 50 55 Ian . В практичній реалізації схеми фіг. 8 застосовані ті ж компоненти, що і в схемі фіг. 6. Додаткові ключі S3, S4 того ж типу, що і S1, S2. Ємність вихідних конденсаторів С1, С2 збільшено до 2470 мкФ  400 В. На фіг. 10, 11, 12 наведені осцилограми вхідних струмів схеми фіг. 6 при встановленні наступних вихідних напруг: на фіг. 10 - Udc  Um ; 5 UA 102640 C2 на фіг. 11 - Udc  12Um ; , 5 10 , на фіг. 12 - Udc  1732Um . Для підвищення ефективності системи і зменшення втрат потужності допоміжний інвертор може бути виконаний резонансним, з м'якою комутацією ключів. Крім того, вихідний випрямляч допоміжного інвертора може бути виконано синхронним, з польовими транзисторами замість діодів. Застосування запропонованого способу перетворення трифазної напруги в постійну дозволяє підвищити якість (покращити спектральний склад) напруги мережі живлення за рахунок зниження емісії вищих гармонік струму, підвищення коефіцієнта потужності, зниження струму споживання і зниження втрат енергії в мережі. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 15 Спосіб перетворення трифазної напруги в постійну, що включає випрямлення трифазної напруги 6-пульсним діодним мостом з подальшим згладжуванням за допомогою фільтра з інвертором напруги, що включений послідовно з навантаженням, який відрізняється тим, що вихідну напругу інвертора et  встановлюють згідно з рівнянням et   Udc  upn t  , де Udc вихідна напруга випрямляча, В, upn t  - вихідна напруга діодного мосту, В, при цьому 20 забезпечують постійний миттєвий вихідний струм діодного мосту, а живлення інвертора виконують від перетвореної постійної напруги або від трифазної мережі, в останньому випадку вхідні струми інвертора встановлюють за умови забезпечення максимального вхідного коефіцієнта потужності системи "діодний міст+інвертор". 6 UA 102640 C2 7 UA 102640 C2 8 UA 102640 C2 Комп’ютерна верстка Л. Ціхановська Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 9