Спосіб і пристрій для обробки даних для передачі та блок передавача в кодованих системах з множиною входів та множиною виходів з вибірковою інверсією каналів, що застосовується на кожній власній моді

1. Спосіб обробки даних для передачі у системі зв'язку з множиною входів, множиною виходів (МІМО), що включає етапи, на яких організовують множину наявних каналів передачі у множину груп; і для кожної групи каналів передачі, яка повинна використовува тися для передачі даних: вибирають один або більше каналів передачі у групі для використання і визначають масштабний коефіцієнт для кожного вибраного каналу передачі так, щоб один або більше вибраних каналів передачі у кожній групі мали подібну якість прийнятого сигналу. 2. Спосіб за п. 1, в якому кожна група включає всі канали передачі, які відповідають конкретній власній моді каналу МІМО. 3. Спосіб за п. 1, що включає етап, на якому розподіляють повну передавану потужність по множині груп, при цьому один або більше масштабних коефіцієнтів для одного або більше вибраних каналів передачі у кожній групі визначають частково на основі передаваної потужності, що виділена цій групі. 4. Спосіб за п. 3, в якому повну передавану потужність рівномірно розподіляють по множині груп. 5. Спосіб за п. 3, в якому повну передавану потужність розподіляють по множині груп на основі розбавлення. 2 (19) 1 3 84684 4 процесор передачі МІМО, виконаний з можливістю вибору одного або більше каналів передачі у кожній з множини груп каналів передачі з метою використання для передачі даних, для визначення масштабного коефіцієнта для кожного вибраного каналу передачі так, щоб один або більше вибраних каналів передачі у кожній групі мали подібну якість прийнятого сигналу, і для масштабування кожного символу модуляції на основі масштабного коефіцієнта для каналу передачі, що використовується для передачі цього символу модуляції. 16. Блок передавача за п. 15, в якому процесор передачі МІМО виконаний з можливістю розподілу повної передаваної потужності по множині груп, при цьому один або більше масштабних коефіцієнтів для одного або більше вибраних каналів передачі у кожній групі визначаються частково на основі передаваної потужності, яка виділена цій групі. 17. Блок передавача за п. 15, в якому процесор передачі МІМО виконаний з можливістю розподілу повної передаваної потужності по множині груп каналів передачі, при цьому кожна група містить всі канали передачі, що відповідають конкретній власній моді каналу МІМО. 18. Блок передавача за п. 15, в якому процесор передачі МІМО додатково виконаний з можливістю попередньої обробки масштабованих символів модуляції. 19. Пристрій для обробки даних для передачі в системі зв'язку з множиною входів, множиною виходів (МІМО), що містить: засіб для організації множини наявних каналів передачі у множину груп; засіб для вибору одного або більше каналів передачі у кожній групі для використання для передачі даних; і засіб для визначення масштабного коефіцієнта для кожного вибраного каналу зв'язку таким чином, щоб один або більше вибраних каналів передачі у кожній групі мали подібну якість прийнятого сигналу. 20. Пристрій за п. 19, що містить: засіб для кодування і модуляції даних на основі однієї або більше схем кодування і модуляції для забезпечення символів модуляції; і засіб для масштабування кожного символу модуляції на основі масштабного коефіцієнта для каналу передачі, що використовується для передачі цього символу модуляції. Даний винахід відноситься загалом до передачі даних і, більш конкретно, до методик виконання вибіркової інверсії каналів на кожній власній моді для систем з множиною входів і множиною виходів. Система зв'язку з множиною входів і множиною виходів (МІМО) використовує множину (NT) передавальних антен і множину (NR) приймальних антен для передачі даних. Канал МІМО, сформований NT передавальними і NR приймальними антенами, може бути розкладений на NS незалежних каналів, причому NS£min{N T, NR}. Кожний з NS незалежних каналів також називається просторовим підканалом або власною модою каналу МІМО. Просторові підканали широкосмугової системи МІМО можуть виявитися у різних станах каналу через різні фактори, такі як завмирання і багатопроменеве поширення. Кожний просторовий підканал може, таким чином, зазнавати частотновибіркового завмирання, яке характеризується різними коефіцієнтами посилення каналу на різних частотах повної ширини смуги системи. У припущенні відсутності керування потужністю це приводить до різних значень співвідношення сигналу до шуму і перешкод (SNR) на різних частотах кожного просторового підканалу, який тоді зміг би підтримувати різні швидкості передачі даних для конкретного рівня якості функціонування (наприклад, частота пакетних помилок, що дорівнює 1%). Для подолання частотно-вибіркового завмирання у широкосмуговому каналі може використовуватися мультиплексування з ортогональним розділенням частот (OFD M) для ефективного розділення всієї ширини смуги системи на деяку кількість (NF) піддіапазонів, які також називаються елементами розрізнення по частоті або підканалами. При реалізації OFDM кожний піддіапазон асоційований з відповідною піднесучою, на якій можуть модулюватися дані. Для системи МІМО, яка використовує OFD M (тобто системи MIMOOFDM) кожний піддіапазон передачі. Ключовим фактором у системі кодованого зв'язку є вибір відповідних швидкостей передачі даних і схем кодування і модуляції для використання для передачі даних на основі стану каналу. Головною метою системи є максимізація спектральної ефективності при зниженні складності як для передавача, так і для приймача. Одна безпосередня методика вибору швидкості передачі даних і схем кодування і модуляції полягає у «бітовому завантаженні» кожного каналу передачі у системі відповідно до його передавальної здатності. Однак дана технологія має декілька істотних недоліків. По-перше, кодування і модуляція окремо для кожного каналу передачі може істотно збільшити складність обробки як на передавачі, так і на приймачі. По-друге, кодування окремо для кожного каналу передачі може істотно збільшити затримку при кодуванні-декодуванні. Отже, є потреба у розробці технологій для досягнення високої спектральної ефективності у системах МІМО без необхідності проведення кодування окремо для кожного каналу передачі. Пропонуються методики для виконання вибіркової інверсії каналів на кожній власній моді у системі МІМО для досягнення високої спектральної ефективності при зниженні складності як на передавачі, так і на приймачі. Наявні канали передачі організовані у деяку кількість груп, де кожна група може включати в себе всі канали передачі (або 5 84684 елементи розрізнення по частоті) для власної моди каналу МІМО. Повна передавана потужність розподіляється по групах шляхом використання конкретної схеми розподілу потужності (наприклад, рівномірного розподілу потужності, розбавлення і т.п.). Вибіркова інверсія каналів потім виконується незалежно для кожної групи, вибраної для використання при передачі даних (тобто з ненульовою виділеною передаваною потужністю). Для кожної такої групи один або більше каналів передачі у групі вибираються для використання і масштабний коефіцієнт визначається для кожного вибраного каналу так, щоб всі вибрані канали для групи інвертувалися і досягали однакової якості прийнятого сигналу (наприклад, SNR прийнятого сигналу). Різні аспекти і варіанти здійснення винаходу описані нижче з додатковими подробицями. Винахід додатково пропонує способи, програмні коди, процесори цифрової обробки сигналів, блоки передавача, блоки приймача та інші пристрої і елементи, які реалізовують різні аспекти, варіанти здійснення і ознаки винаходу, як більш детально описано нижче. Перелік фігур креслень Ознаки, суть і переваги даного винаходу стануть більш очевидні з докладного опису, викладеного нижче і взятого у поєднанні з кресленнями, на яких використовується крізна нумерація позицій і де: Фіг.1 - графічна ілюстрація розкладання по власних значеннях для системи MIMO-OFD M; Фіг.2 - графіки середньої спектральної ефективності, яка досягається трьома схемами передачі для прикладу системи МІМО 4 ´4; Фіг.3 - структурна схема точки доступу і користувальницького термінала у системі MIMO-OFDM; Фіг.4 - структурна схема блока передавача у точці доступ у; і Фіг.5 - блок-схема послідовності операцій для обробки даних з використанням вибіркової інверсії каналів на кожній власній моді. У системі зв'язку МІМО, такій як багатоантенна система безпровідного зв'язку, потоки даних, що передаються від NT передавальних антен, створюють взаємні перешкоди на приймачі. Одна технологія для подолання цих перешкод полягає у тому, щоб «діагоналізувати» канал МІМО для одержання ряду незалежних каналів. Модель для системи МІМО може бути представлена виразом: y=H x+n, (1) де y - вектор з NR компонентами, {yi} при і є {1, ..., NR}, для символів, прийнятих NR приймальними антенами (тобто «прийнятий» вектор); х - вектор з NT компонентами, {xj} при j є {1, ..., NT}, для символів, переданих NT передавальними антенами (тобто «переданий» вектор); Н - це (NRxNT) матриця характеристики каналу, яка містить передавальні функції (тобто комплексні коефіцієнти посилення) від NT передавальних антен до NR приймальних антен; і n - адитивний білий Гауссівський шум (AWGN) з вектором середніх значень 0 і коваріаційною матрицею L=s2I, де 0 - вектор з усіма нулями, І - оди 6 нична матриця з одиницями по діагоналі і нулями в інших місцях, s2 - дисперсія шуму. Для простоти мається на увазі вузькосмуговий канал з плавним завмиранням. У цьому випадку характеристика каналу може бути представлена постійною комплексною величиною для всієї ширини смуги системи, а елементи матриці Н відклику каналу є скалярними величинами. Хоча тут для простоти приймається припущення частотної невибірковості, методики, описані тут, можуть поширюватися на частотно-вибіркові канали. Матриця Н характеристики каналу може бути діагоналізована шляхом виконання розкладання по власних значеннях кореляційної матриці для матриці Н, яка визначається виразом: R=НН Н. Розкладання по власних значеннях кореляційної матриці R розмірністю (NTxNТ) може бути представлено як: R=EDEH, (2) де Е - це унітарна матриця розмірністю (NTxNT), стовпці якої являють собою власні вектори еі матриці R, і є {1, ..., N Т}; D - це діагональна матриця розмірністю (NТxNТ) з компонентами на діагоналі, що відповідають власним значенням R, і; для будь-якої матриці М матриця МН позначає сполучену транспозицію матриці М. Унітарна матриця характеризується властивістю ЕН Е=І. Розкладання по власних значеннях може також виконуватися, використовуючи розкладання по сингулярних числах матриці (SVD), яке відоме з рівня техніки. Діагональна матриця D містить невід'ємні дійсні величини по діагоналі і нулі в інших місцях. Ці діагональні компоненти називаються власними значеннями матриці R і вказують на коефіцієнти посилення по потужності для незалежних каналів каналу МІМО. Число незалежних каналів для системи МІМО з NТ передавальними і NR приймальними антенами дорівнює числу ненульових власних значень матриці R, NS£min{N T, NR}. Ці ненульові власні значення позначаються як {li}, i={1, ...,N s}. Не враховуючи обмеження по потужності для NT передавальних антен, канал може бути діагоналізований шляхом множення унітарної матриці Е зліва на вектор «даних» s (або «попередньої обробки») для одержання переданого вектора х. Попередня обробка на передавачі може бути виражена як: х=Es, (3) На приймачі прийнятий вектор у може бути помножений праворуч на ЕH НH (або «оброблений») для одержання оцінки вектора s даних. Обˆ робка для одержання оцінки s вектора даних може бути виражена як: =EHHHy H H H H ˆ s =E H HEs+E H n (4) ˆ =Ds+n ˆ де n - це AWGN з вектором середніх значень 0 і коваріантною матрицею L n =s2D. ˆ 7 84684 Як показано у рівнянні (4), попередня обробка на передавачі і обробка на приймачі приводять до того, що вектор s даних перетворюється за допомогою ефективної характеристики каналу, представленої матрицею D, а також до масштабування шумових елементів. Оскільки D є діагональною матрицею, фактично є NS паралельних каналів, які не створюють взаємних перешкод. Кожний з цих каналів має коефіцієнт посилення, що дорівнює квадрату відповідного власного значення, li2, і потужність шуму, яка дорівнює s2li, і є {1, ..., NS}, що дає співвідношення сигналу до шуму, що дорівнює Хі/а 2 . Таким чином, коефіцієнт посилення потужності кожного з цих каналів дорівнює власному значенню li, і є {1, ..., N S}. Паралельний канал і часто називають власною модою і або модою і. Діагоналізація каналу МІМО, як показано у рівняннях (3) і (4), може бути досягнута, якщо передавач забезпечений матрицею Н характеристики каналу або еквівалентною інформацією. Розкладання по власних значеннях, описане вище, може також виконуватися для широкосмугового частотно-вибіркового каналу. Для системи MIMO-OFD M широкосмуговий канал ділиться на NF ортогональних елементів розрізнення по частоті з плавним завмиранням або піддіапазонів. Розкладання по власних значеннях може тоді виконуватися незалежно для матриці Н(k) характеристики каналу для кожного елемента розрізнення по частоті, k, для визначення NS просторових підканалів або власних мод для цього елемента розрізнення по частоті. Кожний просторовий підканал кожного елемента розрізнення по частоті називається також каналом «передачі». Модель системи MIMO-OFDM може також виражатися наступною формулою: y(k)=H(k)x(k)+n(k), k є {1,..., N F}, (5) де «(k)»означає k-ий елемент розрізнення по частоті. Розкладання по власних значеннях кореляційної матриці R(k) для кожного елемента розрізнення по частоті може виражатися як: R(k)=E(k)D(k)EH(k) (6) Ненульові власні значення для R(k) позначені як {li(k)}, і={1, ..., N S} і k={1, ..., NF}. Таким чином, для системи MIMO-OFD M розкладання по власних значеннях для кожного з NF елементів розрізнення по частоті приводить до NS просторових підканалів або власних мод для кожного елемента розрізнення по частоті, або до загальної кількості NSNF каналів передачі. Власні значення можуть надаватися у двох формах - у «сортованій» формі і формі «довільного порядку». У сортованій формі NS власних значень кожного елемента розрізнення по частоті відсортовані у спадному порядку так, що {l1(k)³l 2(k)³...³lNs(k)}, де l1(k) - найбільше власне значення для елемента k розрізнення по частоті і lNs(k) - найменше власне значення для елемента k розрізнення по частоті. У формі довільного порядку упорядкування власних значень може бути довільним і, крім того, незалежним від частоти. Конкретна форма, вибрана для використання, сортована або довільно-впорядкована, впливає на вибір власних мод для використання для передачі 8 даних і схеми кодування і модуляції, яка буде використовуватися для кожної вибраної власної моди, як описано нижче. Фіг.1 графічно представляє розкладання по власних значеннях для системи MIMO-OFD M. Набір діагональних матриць D(k), k={1, ..., N F} показаний розташованим у порядку вздовж осі 110, яка представляє частотне вимірювання. Власні значення {lі(k)}, і={1,..., N S}, кожної матриці D(k) розташовані по діагоналі матриці. Вісь 112 може, таким чином, розглядатися як така, що представляє просторове вимірювання. Власна мода і для всіх елементів розрізнення по частоті (або просто власна мода і) співвідноситься з набором елементів, {lі(k)} при k={1, ..., N F}, який характеризує частотну характеристику по всіх NF елементах розрізнення по частоті для цієї власної моди. Набір елементів {lі(k)} для кожної власної моди показаний заштрихованими квадратами вздовж пунктирної лінії 114. Кожний заштрихований квадрат на Фіг.1 представляє канал передачі. Для кожної власної моди, яка зазнає частотно-вибіркового завмирання, елементи {lі(k)} для цієї власної моди можуть бути різними для різних значень k. Якщо власні значення кожної діагональної матриці D(k) відсортовані у порядку спадання, то власній моді 1 (яка також називається головною власною модою) буде відповідати найбільше власне значення l1(k) у кожній матриці, а власна мода NS буде включати найменше власне значення, lNs(k), у кожній матриці. Внаслідок розкладання по власних значеннях для кожного елемента розрізнення по частоті у системі MIMO-OFD M одержують всього NSNF власних значень для NSNF каналів передачі по всій ширині смуги. Кожний канал передачі може досягати різного SNR і може мати різні можливості передачі. Різноманітні схеми розподілу потужності (або схеми передачі) можуть використовуватися для розподілу всієї потужності, що передається по цих каналах передачі для досягнення високої загальної спектральної ефективності, яка виражається у біта х за секунду на Герц (біт/с/Гц). Деякі з цих схем описані більш детально нижче. 1. Розбавлення Схема «розбавлення» може використовуватися для оптимального розподілу всієї потужності, що передається по каналах передачі так, що загальна ефективність використання спектральної смуги максимізується, при обмеженні, що повна передавана потужність на передавачі обмежена величиною Ptotal. С хема розбавлення розподіляє потужність по NSNF каналах передачі так, що канали з більш високими значеннями SNR одержують великі частки загальної передаваної потужності. Передавана потужність, виділена заданому каналу передачі, визначається SNR даного каналу, яке задається величиною lі(k)/s2, де lі(k) - і-е власне значення у k-ому елементі розрізнення по частоті. Процедура виконання розбавлення відома з рівня техніки і не описується тут. Результатом розбавлення є характерний розподіл передаваної потужності у кожному з NSNF каналів передачі, який позначається як Рi(k), і={1, ..., N S} і k={1, ..., 9 84684 NF}. Розподіл потужності виконується так, щоб задовольнялася наступна умова: Ptotal = å å Pi(k) , (7) kÎK iÎL Де L={1, ..., N S} i K={1, … N F} На основі розподілених передаваних потужностей Рi(k) при і={1, ..., N S} і k={1, ..., N F} SNR прийнятого сигналу, gi(k) для кожного каналу передачі може бути виражено наступним чином: P ( k )li( k ) , i={1, …, N S} i k={1, …, N F} g i (k ) = i s2 (8) Загальна спектральна ефективність С для NSNF каналів передачі може бути потім обчислена на основі безперервної монотонно зростаючої логарифмічної функції для пропускної здатності: NF NS (9) C = å å log2 (1 + gi (k )) . k =1 f =1 У типовій схемі зв'язку повний діапазон значень SNR прийнятих сигналів, які, як очікується, будуть спостерігатися, може бути розділений на ряд піддіапазонів. Кожний піддіапазон може потім бути співвіднесений з конкретною схемою кодування і модуляції, вибраною для одержання найвищої спектральної ефективності при заданій частоті помилок по бітах (BER), частоті кадрових помилок (FER) або частоті пакетних помилок (PER). Розподіл потужності, що відповідає розбавленню, може привести до різних значень SNR прийнятих сигналів для кожного з NSNF каналів передачі. Це привело б тоді до використання багатьох різних схем кодування/модуляції для каналів передачі. Кодування/модуляція на кожний канал передачі збільшує спектральну ефективність за рахунок більшої складності як для передавача, так і для приймача. 2. Вибіркова інверсія каналу, застосована до всіх каналів передачі Схема «Вибіркової інверсії каналу (ВІK, CSIдля-всіх-каналів» виконує вибіркову інверсію каналу (ВІK) на всіх каналах передачі так, щоб ті канали, які вибрані для використання, досягали приблизно рівних значень SNR прийнятих сигналів на приймачі. Це дозволило б використовувати загальну схему кодування і модуляції для всіх вибраних каналів передачі. Дана схема істотно знижує складність як для передавача, так і для приймача у порівнянні зі схемою розбавлення. Зрівнювання значень SNR прийнятих сигналів може досягатися спочатку вибором всіх або тільки підмножини з NSNF наявних каналів передачі для використання для передачі даних. Вибір каналів може приводити до виключення поганих каналів з низькими значеннями SNR. Повна передавана потужність Vtotal тоді розподіляється по вибраних каналах таким чином, що SNR прийнятого сигналу приблизно однакове для всіх вибраних каналів передачі. Якщо виконується «повна» інверсія каналів для всіх NSNF наявних каналів передачі, то повна передавана потужність Ptotal може бути розподілена так, що приблизно однакову потужність сигналу одержують для всіх цих каналів. Приблизна величина передаваної потужності Рi(k) для виділення і 10 ій власній моді k-го елемента розрізнення по частоті може виражатися як: a Ptotal Pi(k ) = , (10) l i (k ) де a - це нормувальний множник, що використовується для розподілу повної передаваної потужності між наявними каналами передачі. Цей нормувальний множник а може бути виражений як: 1 a= . (11) å å li(k)-1 iÎL k =K Нормувальний множник a забезпечує приблизно однакову потужність прийнятого сигналу для всіх каналів передачі, яка подається величиною aРtоtal. Повна передавана потужність таким чином ефективно розподіляється (нерівномірно) по всіх наявних каналах передачі на основі їх коефіцієнтів посилення по потужності, які задаються власними значеннями li(k). Якщо виконується «вибіркова» інверсія каналів, то тільки ті канали передачі, значення потужності, що приймається, яких знаходяться на рівні або вище визначеного порога b відносно повної потужності, що приймається, вибираються для використання для передачі даних. Канали передачі, рівні потужності, що приймається, для яких попадають у діапазон нижче цього порогу, відкидаються і не використовуються. Для кожного вибраного каналу передачі передавана потужність, яка повинна виділятися цьому каналу, визначається як описано вище, так, щоб всі вибрані канали передачі приймалися при приблизно однаковому рівні потужності. Поріг b може бути вибраний так, щоб максимізувати спектральну ефективність, або на основі яких-небудь інших критеріїв. Вибір каналів передачі для використання може здійснюватися наступним чином. Спочатку середній коефіцієнт Pavg посилення по потужності обчислюється для всіх наявних каналів передачі і може бути виражений наступним чином: NF NS 1 (12) Pavg = å å li(k ) . NFNS k =1 i=1 Передавана потужність, що підлягає виділенню кожному каналу передачі, може бути виражена як: ì ~ Ptotal a , li(k ) ³ b Pavg ï (13) Pi(k ) = í l i(k) ï0, в іншому випадку î ~ де b - це поріг і a - нормувальний множник, який аналогічний a у рівнянні (11). Однак норму~ вальний множник a обчислюється тільки по вибраних каналах передачі і може бути виражений як: 1 ~ a= . (14) å li(k )-1 l i (k ) ³b Pavg Поріг b може бути одержаний як описано нижче (у розділі 3.2.) Як показано у рівнянні (13), канал передачі вибирається для використання, якщо його власне 11 84684 значення (або коефіцієнт посилення каналу по потужності) більше або дорівнює порогу потужності (тобто li(k)³bPavg ). Оскільки нормований множ~ ник a обчислюється на основі тільки вибраних каналів передачі, повна передавана потужність Ptotal розподіляється по вибраних каналах передачі на основі коефіцієнтів посилення цих каналів таким чином, щоб всі вибрані канали передачі мали приблизно рівні значення потужності, що прийма~ ється, які можуть бути виражені як a Ptotal. Зрівнювання значень SNR прийнятих сигналів для всіх вибраних каналів передачі може, таким чином, бути досягнуте шля хом нерівномірного розподілу повної передаваної потужності по цих каналах. Приблизно рівні значення SNR прийнятих сигналів дозволили б використовува ти одну швидкість передачі даних і загальну схему кодування/модуляції для всіх вибраних каналів передачі, що значно знизило б складність. 3. Вибіркова інверсія каналів, застосована на кожній власній моді Схема «ВІК-на-кожній-власній моді» виконує вибіркову інверсію каналів незалежно для кожної власної моди для забезпечення поліпшеного функціонування. У варіанті здійснення NSNF каналів передачі організовані у NS груп так, що кожна група включає в себе всі NF елементів розрізнення по частоті для заданої власної моди (тобто група і включає в себе просторові підканали для всіх NF елементів розрізнення по частоті для власної моди і). Таким чином, є одна група для кожної власної моди. Схема «ВІК-на-кожній-власній моді» включає в себе два етапи. На першому етапі повна передавана потужність Ptotal розподіляється по NS групах на основі конкретної схеми розподілу потужності. На другому етапі вибіркова інверсія каналів виконується незалежно для кожної групи для розподілу виділеної у цій групі передаваної потужності по NF елементах розрізнення по частоті у цій гр упі. Кожний з цих етапів описаний більш детально нижче. 3.1. Розподіл потужності по групах Повна передавана потужність Ptotal може бути розподілена по NS група х різними шляхами, деякі з яких описані нижче. У першому варіанті здійснення повна передавана потужність Ptotal розподіляється рівномірно по всіх NS гр упах так, щоб всім їм була виділена однакова потужність. Передавана потужність РG(і), виділена кожній групі, може бути виражена як: P PG (i) = total , i Î { ,..., NS }. 1 (15) NS У другому варіанті здійснення повна передавана потужність Ptotal розподіляється по NS групах на основі розбавлення по всіх наявних каналах передачі. Для цього варіанту здійснення повна передавана потужність Ptotal спочатку розподіляється по всіх NSNF каналах передачі, використовуючи розбавлення, як описано вище. На кожний канал передачі виділяється Рi(k), і є {1,...,NS} і k є {1,...,N F}. Передавана потужність, виділена кожній групі, може потім бути визначена шляхом підсумовування по передаваних потужностях, виділених 12 NF каналам передачі у цій групі. Передавана потужність, виділена групі і, може бути виражена як: NF (16) 1 PG (i) = å Pi(k ) , i Î { ,..., NS }. k =1 У третьому варіанті здійснення повна передавана потужність Ptotal розподіляється по NS групах на основі розбавлення по всіх гр упах, використовуючи їх середні по каналах значення SNR. Початково середнє по каналах SNR, gavg (i), для кожної групи визначається як: NF 1 l (k ) (17) gavg (i) = å i 2 , i Î {1,..., NS } NF k =1 s Потім виконується розбавлення для розподілу повної передаваної потужності Ptotai по Ns групах на основі їх середніх по каналах значень SNR. Передавана потужність, виділена кожній з Ns груп, позначається як Рс(і), і є {1, ..., N s}. У четвертому варіанті здійснення повна передавана потужність Ptotal розподіляється по NS групах на основі розбавлення по всіх групах, використовуючи значення SNR прийнятих сигналів каналів передачі після інверсії каналів. У цьому варіанті здійснення повна передавана потужність Ptotal спочатку розподіляється рівномірно по NS групах, як показано вище у рівнянні (15), так, що кожній групі виділяється початкове значення передаваної по~ тужності P G(i)=Ptotal/NS, і є {1,...,N S}. Вибіркова інверсія каналів потім виконується незалежно для кожної групи для визначення початкового розподі~ лу потужності, P i(k), k={1,...,N F}, для кожного елемента розрізнення по частоті у групі. SNR прийнятого сигналу, ~ і(k), для кожного елемента y розрізнення по частоті потім визначається на ос~ нові початкового розподілу потужності P i(k), як показано у рівнянні (8). Середнє SNR прийнятого сигналу ~ avg (i) для кожної групи потім обчислюy ється наступним чином: NF 1 ~ (18) gavg (i) = g å ~i(k ) , i Î {1,..., NS } NF k =1 Потім повна передавана потужність Ptotal розподіляється по NS групах, використовуючи розбавлення на основі їх середніх значень SNR прийнятого сигналу ~ avg (i), і є {1, ..., N S}. Результатами y розподілу потужності на основі розбавлення є переглянуті (тобто остаточні) розподіли PG(i) передаваної потужності, і є {1, ..., N S} для NS груп. Вибіркова інверсія каналів знову виконується незалежно для кожної групи для розподілу розподіленої по групах передаваної потужності PG(i) по елементах розрізнення по частоті у групі. Кожному елементу розрізнення по частоті потім виділялася б передавана потужність Pi(k) шляхом другої вибіркової інверсії каналів. Немає необхідності виконувати другу вибіркову інверсію каналів для заданої групи, якщо (1) переглянута передавана потужність, виділена групі за допомогою розбавлення, перевищує початковий рівномірний розподіл потужності (тобто ~ PG(i)> P G(i)), і (2) всі елементи розрізнення по час 13 84684 тоті у групі були вибрані для використання при початковій вибірковій інверсії каналів. Для цього конкретного випадку новий розподіл Рi(k) потужності для кожного елемента розрізнення по частоті у групі може бути виражений як: P (i ) ~ Pi (k ) = ~G Pi (k ) , k Î { ,..., NF } . 1 (19) PG (i ) Рівняння (19) може використовуватися, тому що (1) всі елементи розрізнення по частоті у гр упі вже були вибрані для використання і жодний додатковий елемент розрізнення по частоті не може бути вибраний, навіть якщо переглянутий розподіл PG(i) потужності для групи за значенням переви~ щує початковий розподіл потужності P G(i) і (2) початкова вибіркова інверсія каналів вже визначає належний розподіл потужності по елементах розрізнення по частоті у групі для досягнення приблизно рівних значень SNR прийнятих сигналів для цих каналів. У всіх інших випадках вибіркова інверсія каналів виконується знову для кожної групи для визначення розподілів передаваної потужності, Pi(k) при k є {1, ..., NF}, для елементів розрізнення по частоті у гр упі. 3.2. Вибіркова інверсія каналів, застосована до кожної групи Після того, як повна передавана потужність Ptotal розподілена по NS групах, використовуючи будь-яку з описаних вище схем розподілу потуж ності по групах, вибіркова інверсія каналів виконується незалежно для кожної з NS груп і на NF елементах розрізнення по частоті всередині кожної групи. Вибіркова інверсія каналів для кожної групи може бути виконана наступним чином. Спочатку визначають середній коефіцієнт посилення по потужності, Pavg (i), для кожної групи як: N 1 F (20) Pavg (i) = å li(k ) , i Î {1,..., NS }. NF k =1 Передавана потужність, виділена k-ому елементу розрізнення по частоті у гр упі і, може бути виражена як: ì ~ iPtotal a , l i(k ) ³ biPavg (i) ï (21) Pi(k ) = í l i(k) ï0, в іншому випадку î ~ де b і - це поріг, а a i - це нормувальний множ~ ник для групи і. Нормувальний множник a i для кожної групи обчислюється тільки по вибраних каналах передачі для даної групи і може виражатися як: 1 ~ a= (22) å li(k )-1 l i (k )³ biPavg (i) Підсумовування коефіцієнтів посилення потужності інверсних каналів у рівнянні (22) бере до уваги коефіцієнти посилення каналів по всіх вибраних елементах розрізнення по частоті групи і. Поріг b і для відбору елементів розрізнення по частоті для використання у кожній групі може бути встановлений на основі різних критеріїв, наприклад, так, щоб оптимізувати спектральну ефективність. В одному варіанті здійснення поріг b і встано 14 влюється на основі коефіцієнтів посилення потужності каналу (або власних значень) і показників спектральної ефективності для вибраних елементів розрізнення по частоті на основі рівномірного розподілу передаваної потужності по елементах розрізнення по частоті у кожній групі, як описано нижче. Для цього варіанту здійснення визначення значення порога b і для групи і відбувається наступним чином (причому це визначення виконується незалежно для кожної групи). Спочатку власні значення для всіх NF елементів розрізнення по частоті у гр упі ранжуються і розміщуються у списку Gi(l), l є {1, ..., N F}, у порядку спадання, так що Gi(l)=max{li(k)} і Gi(NF)=min{li(k)} і є {1, ..., N S}. Для кожного l, де l є {1, ..., N F}, обчислюється ефективність використання спектральної смуги для l кращих елементів розрізнення по частоті, де слово «кращі» відноситься до елементів розрізнення по частоті з найвищими коефіцієнтами посилення по потужності, Gi(l). Це може бути досягнуто наступним чином. По-перше, повна передавана потужність, доступна для груп, PG(i), розподіляється по l кращих елементах розрізнення по частоті, використовуючи будь-яку з описаних вище схем розподілу потужності. Для простоти використовується схема рівномірного розподілу потужності, і передавана потужність для кожного з l елементів розрізнення по частоті складає PG(i)/l. Потім SNR прийнятого сигналу для кожного з l елементів розрізнення по частоті обчислюється за формулою: P (i)Gi ( j ) gl ( j ) = G , j Î { ,..., l} . 1 (23) i s2 l Потім спектральна ефективність С i(l) для l кращих елементів розрізнення по частоті у групі і обчислюється за формулою: l Ci( l ) = r å log2(1 + gl ( j)) , (24) i j =1 де r - це масштабний коефіцієнт, що використовується для того, щоб враховувати недоліки схеми кодування і модуляції, вибраної для використання. Спектральна ефективність Сi(l) обчислюється для кожного значення l, де l, є {1, ..., NF}, і зберігається у масиві. Після того, як всі NF значень Сi(l) обчислені для NF можливих комбінацій вибраних елементів розрізнення по частоті, переглядається масив значень спектральної ефективності, і визначається найбільше значення Сi(l). Тоді значення l, l max, що відповідає найбільшому значенню Сi(l), являє собою кількість елементів розрізнення по частоті, яка забезпечує максимальну спектральну ефективність для оцінюваних станів каналу і при використанні рівномірного розподілу передаваної потужності. Оскільки власні значення для NF елементів розрізнення по частоті у гр упі і ранжуються у порядку спадання у списку Gi(l), спектральна ефективність збільшується у міру того, як для використання вибирається більше елементів розрізнення по частоті, доки не досягається оптимальна точка, 15 84684 після якої спектральна ефективність зменшується, оскільки більше від передаваної потужності даної групи виділяється гіршим елементам розрізнення по частоті. Таким чином, замість обчислення спектральної ефективності С i(l) для всіх можливих значень l, спектральна ефективність С i(l) для кожного нового значення l може порівнюватися зі спектральною ефективністю С i(l-1) для попереднього значення l. Обчислення може бути закінчене, якщо досягнута оптимальна спектральна ефективність, яка визначається тим, що Сi(l)