Спосіб вимірювання фазового зсуву

Реферат: UA 111339 U UA 111339 U 5 Корисна модель належить до техніки вимірювання фазових зсувів між двома гармонічними сигналами з різними амплітудами і може бути використана для підвищення чутливості перетворювачів фазового зсуву в цифровий код, що застосовуються в системах електророзвідки родовищ поліметалічних руд, системах діагностики корозійного стану великогабаритних сталевих листових конструкцій тощо. Відомий спосіб вимірювання фазового зсуву, який полягає в тому, що вимірюють амплітудне значення Um1 одного з сигналів та його миттєве значення u1t 0  в момент t 0 , коли миттєве значення другого сигналу u2 t 0  дорівнює нулю, і за формулою  x  arcsin 10 15 20 u1t 0  Um1 визначають фазовий зсув  x . [Патент на корисну модель № 104350, UA Україна, МПК G01R 25/00. Спосіб вимірювання фазового зсуву / Бучма І.М., Дронь М.І. (Україна). № заявки: u201506942, заявл. 13.07.2015, опубл.: 25.01.2016, Бюл. № 2]. Однак такий спосіб непрямого вимірювання фазового зсуву характеризується невисокою чутливістю та значною адитивною похибкою. В основу корисної моделі поставлено задачу створення способу вимірювання фазового зсуву між гармонічними сигналами з підвищеною чутливістю та з меншою адитивною похибкою. Поставлена задача вирішується тим, що в способі вимірювання фазового зсуву між двома гармонічними сигналами u1t   Um1 sint  x  та u2 t   Um2 sin t , де  - кутова частота, c 1 , ' з нерівними амплітудами, за яким вимірюють амплітудне значення Um1 одного з сигналів, ' згідно з корисною моделлю, перед вимірюванням амплітудного значення Um1 проводять 25 вирівнювання амплітуд сигналів u1t  та u2 t  , не змінюючи їх початкових фаз, і отримують сигнали ' ' u1t   Um1 sint   x  та ' u'2 t   Um2 sin t , формують різницю сигналів ' u1t   u'2 t  , ' ' підсилюють різницевий сигнал u1t   u2 t  в K разів, вимірюють миттєве значення підсиленого   ' ' ' різницевого сигналу K  u1t 0   u2 t 0  в момент t 0 , коли миттєве значення другого сигналу u2 t 0  дорівнює нулю, і визначають фазовий зсув  x за формулою  x  arcsin ' Ku1t 0  30 ' kU m1 , (1) де K - коефіцієнт підсилення; k - стала, що дорівнює коефіцієнту підсилення K . Це дозволяє збільшити чутливість при визначенні фазового зсуву за рахунок підсилення різницевого сигналу u1t   u2 t  у K разів та зменшити похибку вимірювання фазового зсуву, оскільки це дозволяє зменшити в K разів адитивну похибку квантування АЦП, яка звичайно визначається ціною наймолодшого розряду. Збільшення чутливості визначається коефіцієнтом підсилення K , яке можна оцінити відношенням ' 35 K ' Uddgr URm , де Uddgr - верхня границя динамічного діапазону АЦП мікроконтролера; 40 ' URm - амплітуда різницевого сигналу u1t   u'2 t  . Зменшення адитивної похибки отримуємо також у K разів, а сама похибка оцінюється виразом  ad  1 Nmax K де Nmax - верхня границя діапазону перетворення АЦП. 1 UA 111339 U 5 На Фіг. 1 зображено пристрій, в якому реалізується вимірювання зсуву фаз між двома гармонічними сигналами у відповідності з пропонованим способом. На Фіг. 2 - часові діаграми роботи пристрою. На Фіг. 3 - пристрій для вирівнювання амплітуд гармонічних сигналів. Спосіб вимірювання фазового зсуву здійснюється так: вирівнюють амплітуди порівнюваних ' ' ' ' сигналів u1t  та u2 t  , отримують сигнали u1 t  та u2 t  , вимірюють амплітуду Um1 сигналу u1 t  , ' ' формують різницевий сигнал u1t   u2 t  та підсилюють його в K разів, вимірюють миттєве   ' ' значення підсиленого різницевого сигналу K  u1t 0   u2 t 0  в момент t 0 , коли миттєве значення ' другого сигналу u 2 t  дорівнює нулю, і за формулою  x  arcsin 10 ' Ku1t 0  ' kU m1 , (1) де K - коефіцієнт підсилення; k - стала, що дорівнює коефіцієнту підсилення K , визначають фазовий зсув  x між двома гармонічними сигналами u1t  та u2 t  . Приклад реалізації пропонованого способу вимірювання фазового зсуву пояснюється на фіг. 15 1. 20 Пристрій згідно з фіг. 1 складається із пристрою вирівнювання амплітуд 1 сигналів, різницевої схеми 2, підсилювача 3, диференціатора 4, компараторів 5 і 6, одновібраторів 7 та 8, логічної схеми АБО 9, мікроконтролера 10, з вбудованими оперативною пам'яттю RAM 11 та аналого-цифровим перетворювачем АЦП 12, який має кілька аналогових входів, що під'єднуються до нього програмним шляхом, та дисплея 13. Пристрій працює наступним чином. Вхідні сигнали u1t  та u2 t  надходять на входи схеми ' ' вирівнювання амплітуд 1, на виході якої отримуємо сигнали u1 t  та u 2 t  (Фіг. 2а), що мають приблизно рівні амплітуди та не змінені початкові фази. При цьому вихідний сигнал u1 t  схеми вирівнювання амплітуд 1 одночасно надходить на диференціатор 4 та на перший аналоговий ' 25 ' вхід АЦП мікроконтролера 10, a u 2 t  - на вхід компаратора 6. Різницева схема 2 формує ' ' різницю сигналів u1t   u2 t  (Фіг. 2а). Ця різниця підсилюється підсилювачем 3 в K разів (Фіг. 1) і ' надходить на другий аналоговий вхід АЦП мікроконтролера 10. Сигнал u 2 t  компаратором 6 перетворюється у прямокутний імпульс (Фіг. 2б), фронт якого співпадає з моментом t 0 переходу сигналу u 2 t  через нуль. Одновібратор 8 у момент цього фронту формує короткий імпульс (Фіг. 2г), який проходять через логічну схему АБО 9 та запускає АЦП 12 мікроконтролера 10, який перетворює миттєве значення різницевого сигналу ' 30   ' ' K  u1t 0   u'2 t 0   Ku1t 0  в цифровий код, що запам'ятовується в одній з комірок пам'яті RAM 11. Сигнал 35 ' u1 t   2 зсувається диференціатором 4 за фазою на перетворюється у прямокутний імпульс, фронт якого співпадає з моментом, у який сигнал u1 t  приймає амплітудне значення (Фіг. 2а, в) По фронту цього прямокутного імпульсу одновібратор 7 формує короткий імпульс (Фіг. 2д), що також проходить через логічну схему АБО 9 і запускає ' АЦП 12 мікроконтролера 10, який перетворює амплітудне значення Um1 сигналу u1 t  , що діє в цей час на першому аналоговому вході АЦП 12, у цифровий код, що запам'ятовується в іншій комірці пам'яті RAM 11. Так забезпечується вимірювання миттєвих значень, а саме: підсиленого різницевого сигналу ' 40 та компаратором 5  '  ' K  u1t 0   u'2 t 0  в момент t 0 , коли сигнал u'2 t  приймає нульове значення, та в момент, коли ' сигнал u1 t  приймає амплітудне значення. Після цього за формулою (1) мікроконтролер 10 обчислює фазовий зсув  x , значення якого висвітлюється на дисплеї 13. 2 UA 111339 U 5 10 15 20 25 Пристрій, зображений на Фіг. 1, складається із стандартних блоків, робота яких не викликає запитань. Питання можуть виникнути до роботи пристрою вирівнювання амплітуд 1 сигналів. Один з варіантів такого пристрою зображено на Фіг. 3. Пристрій складається з двох керованих дільників напруги КДН1 та КДН2, двох випрямлячів В1 та В2, двох фільтрів нижніх частот ФНЧ1 та ФНЧ2, різницевої схеми PC та суматора С. КДН у найпростішому вигляді може складатися з активного резистора та резистора, керованого напругою, яким може бути, наприклад, польовий транзистор. У пристрої за Фіг. 3 вхідні сигнали uвх1t  та uвх 2 t  надходять відповідно на сигнальні входи керованих дільників напруги КДН1 та КДН2. З виходу КДН1 сигнал надходить на вхід послідовно з'єднаних випрямляча В1 та фільтра нижніх частот ФНЧ1. З виходу ФНЧ1 сигнал постійної напруги одночасно подається на керуючий вхід КДН1 та на перший вхід різницевої схеми PC. З виходу КДН2 сигнал надходить на вхід послідовно з'єднаних випрямляча В2 та фільтра нижніх частот ФНЧ2. З виходу ФНЧ2 сигнал постійної напруги одночасно подається на другий вхід різницевої схеми PC та перший вхід суматора С. На другий вхід суматора С подається сигнал з виходу різницевої схеми PC. З виходу суматора С сума напруг надходить на керуючий вхід КДН2. Вихідні сигнали схеми СВА uвих1t  uвих 2 t  знімаються з виходів КДН1 та КДН2. Якщо амплітуди сигналів на виходах КДН1 та КДН2 не рівні, то напруга, пропорційна цій різниці, яку до речі можна ще й при необхідності підсилити, з виходу схеми PC додається суматором С до вихідної напруги фільтра ФНЧ2. Надодячи на керуючий вхід КДН2 вихідна напруга суматора С змінює його коефіцієнт передачі так, що сприяє вирівнюванню амплітуд вихідних сигналів КДН1та КДН2. Таким чином спосіб дозволяє підвищити чутливість за рахунок підсилення різницевого сигналу в K разів та зменшити вплив ваги наймолодшого розряду АЦП в K разів, зменшивши цим адитивну похибку квантування різницевого сигналу також в K разів. Запропонований спосіб дозволяє здійснювати вимірювання малих фазових зсувів підвищеними чутливістю та точністю. ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 30 Спосіб вимірювання фазового зсуву між двома гармонічними сигналами u1t   Um1 sint  x  та ' u2 t   Um2 sin t з нерівними амплітудами, за яким вимірюють амплітудне значення Um1 одного з ' сигналів, який відрізняється тим, що перед вимірюванням амплітудного значення Um1 проводять вирівнювання амплітуд сигналів u1t  та u2 t  , не змінюючи їх початкових фаз, і 35 отримують сигнали ' ' u1t   Um1 sint   x  ' u'2 t   Um2 sin t , формують та різницю сигналів ' ' u1t   u'2 t  , підсилюють різницевий сигнал u1t   u'2 t  в K разів, вимірюють миттєве значення   ' підсиленого різницевого сигналу K u1t 0   u'2 t 0  в момент t0 , коли миттєве значення другого сигналу  x  arcsin 40   u'2 t 0  дорівнює нулю і визначають фазовий зсув  x за формулою   arcsin Ku t ' K u1t 0   u'2 t 0  ' kU m1 ' 1 0 ' kU m1 , де K - коефіцієнт підсилення; k - стала, що дорівнює коефіцієнту підсилення K . 3 UA 111339 U 4 UA 111339 U Комп’ютерна верстка І. Скворцова Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Василя Липківського, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут інтелектуальної власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 5