Спосіб когерентного прийому афм-сигналів без генератора, що керується напругою, та пристрій для його здійснення

1. Спосіб когерентного прийому АФМ-сигналів без генератора, що керується напругою, який полягає в тому, що вхідний аналоговий АФМсигнал з невідомою фазою {x( t )} за допомогою сигналу тактового коливання { tn } перетворюють у (19) 1 3 80902 4 та/або квадратурному {2} підканалу блока {7} прийняття рішення, другі об'єднані входи перших {14} та/або других {15} перемножувачів блока {6} синхронної демодуляції з'єднані з виходом лінії затримки {23} блока {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} та/або квадратурному {2} підканалу, виходи суматорів {16} зі знаком блока {6} синхронної демодуляції паралельно з'єднані з входами розв'язуальних схем {17} блока {7} прийняття рішення, виходи яких, що є виходами пристрою по синфазному {1} та квадратурному {2} підканалах, через квадратори {18} підключені до входів основного суматора {19}, вихід якого з'єднаний із третім входом блока {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки, який відрізняється тим, що в нього введені в блоці {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} та/або квадратурному {2} підканалу послідовно з'єднані по синфазному {1} та/або квадратурному {2} входові перший вхід першого суматора {20}, підсилювач {21} рівня сигналу, перший вхід другого суматора {22} і вхід лінії затримки {23}, вихід якої з'єднаний із другим входом другого суматора {22} і другим входом третього перемножувача {24}, перший вхід якого є третім входом блока {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} та/або квадратурному {2} підканалу, а вихід з'єднаний із другим входом першого суматора {20}. Винахід належить до електрозв'язку, зокрема, до передачі дискретної інформації і може бути використаний в модемах для когерентного прийому складних сигналів з амплітудно-фазовою модуляцією (АФМ). Відомі способи когерентного прийому АФМсигналів [5, 6], і пристрої для їхнього здійснення [24, 7-10], у яких для виділення синхроінформації у виді оцінки невідомої фази несучого коливання і наступного керування частотою опорного генератора, що управляється напругою (ГУН), використовують тільки низькочастотні (демодульовані) АФМ-сигнали із синфазного і квадратурного виходів демодулятора, так, щоб мінімізувати якийсь критерій якості, наприклад, мінімум середньоквадратичної помилки на вході вирішальної схеми. Логічна схема узагальненого перетворення сигналу способів-прототипів представлена на Фіг.1. Однак відомі способи-аналоги та пристрої їх здійснюючі мають істотний недолік, що полягає у формуванні коливання несучої частоти без урахування статистичних властивостей інформаційного сигналу. Зазначений факт, як наслідок, приводить до збільшення фазового тремтіння за рахунок випадкової складової, що обумовлена статистикою переданих інформаційних символів. Найбільш близьким за фізичною суттю до запропонованого є "Способ когерентного приема сигналов амплитудно-фазовой модуляции и устройство для его осуществления", що описаний [в авторському посвідченні СРСР №1185640 [1] (прототип)], який полягає в тому, що вхідний аналоговий АФМ-сигнал з невідомою фазою {x(t)} за допомогою сигналу тактового коливання {tn} перетворять у дискретний несинхронний АФМсигнал {хn}, що за допомогою некогерентного сигналу несучого коливання {wn} перетворять у дискретний несинхронний низькочастотний АФМсигнал {yn}, із якого з використанням сигналу невідомої фази {jv} виділяють дискретний синхронний низькочастотний АФМ-сигнал {un} і перетворять його в сигнал цифрової інформації {m v}, при чому сигнал невідомої фази {jn} здобувають з дискретного несинхронного низькочастотного АФМ-сигнала зі зняттям маніпуляції {zn}, що формують на підставі дискретного несинхронного низькочастотного АФМ-сигналу {уn} та сигналу цифрової інформації {m v}. Логічна схема перетворення сигналу способупрототипу представлена на Фіг.2. На кресленні Фіг.4 зображена структурна електрична схема пристрою, що реалізує спосібпрототип. Пристрій-прототип містить синфазний 1 і квадратурний 2 підканали, кожний з яких містить у собі блок 3 несинхронні демодуляції (введене логічне позначення об'єднуючого блоку, що в пристрої-прототипі, включає перемножувачі, фільтри, дискретизатори, опорний генератор, фазоперетворювач і блок тактової синхронізації), блок 4 зняття маніпуляції (позначений як об'єднуючий блок, що в пристрої-прототипі включає блоки зняття маніпуляції по синфазному і квадратурному підканалам), блок 5 оцінки проекцій фазової похибки (введене логічне позначення об'єднуючого блоку, що в пристрої-прототипі, включає основний накопичувач, додаткові накопичувачі, дільники рівня сигналу та лінії затримки), блок 6 синхронної демодуляції (позначений як об'єднуючий блок, що в пристроїпрототипі включає блоки зняття фазової розлагодженості по синфазному і квадратурному підканалам), блок 7 прийняття рішення (позначений як об'єднуючий блок, що в пристроїпрототипі включає вирішальні блоки по синфазному та квадратурному підканалам), квадратор 18, а також основний суматор 19 (в пристрої-прототипі позначений як суматор), при цьому блок 3 несинхронні демодуляції містить у собі по кожному з підканалів демодулятор 8 (в пристрої-прототипі позначений як перемножник), фільтр 11, дискретизатор 12, а також опорний генератор 9, фазоперетворювач 10 і блок 13 тактової синхронізації; блок 4 зняття маніпуляції і блок 6 синхронної демодуляції, що містять у собі по кожному з підканалів перший 14 і другий 15 перемножувачі та суматор 16 зо знаком (блоки 1416 логічно визначені, як закінчені функціональні 5 80902 блоки щодо позначень для пристрою-прототипу); блок 5 оцінки проекцій фазової похибки містить у собі по кожному з підканалів додатковий накопичувач 21, дільник 22 рівня сигналу, лінію 23 затримки, а також основний накопичувач 20; блок 7 прийняття рішення містить у собі по кожному з підканалів вирішальну схему 17 (в пристроїпрототипі позначений як вирішальний блок). Пристрій-прототип працює за таким принципом. Переданий АФМ-сигнал, що пройшов смугообмежений канал зв'язку, піддається несинхронній демодуляції і дискретизації в блоці 3 несинхронні демодуляції. Для цього по входу пристрою Вх. аналоговий АФМ-сигнал x(t) надходить на перші входи демодуляторів 8 по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам. На другий вхід демодулятора 8 синфазного 1 підканалу поданий некогерентний сигнал несучого коливання wс з виходу опорного (несинхронного) генератора 9 безпосередньо cos(wct+jc), а на другий вхід демодулятора 8 квадратурного 2 підканалу через фазоперетворювач 10 на 90° sin(wct+jc). При цьому частота опорного генератора 9 дорівнює частоті несучого коливання wc прийнятого АФМ-сигналу x(t), а фаза jc випадкова. Виходи демодуляторів 8 паралельно через фільтри 11 нижніх частот надходять на перші входи дискретизаторів 12, на другі входи яких від блоку 13 тактової синхронізації поданий дискретний сигнал tn напруги тактового коливання з частотою fT=1/Т. Тим самим на виходах дискретизаторів 12 блоку 3 несинхронної демодуляції одержують дискретні несинхронні низькочастотні синфазну уI,n та квадратурну уQ,n складові АФМ-сигнала уn у відлікові (тактові) nмоменти часу nT, де n=0, 1,2,3,.... Дискретні несинхронні низькочастотні синфазна уI,n та квадратурна уQ,n складові АФМ-сигналу уn паралельно надходять з однієї сторони на входи блоку 4 зняття маніпуляції, а з іншої - на входи блоку 6 синхронної демодуляції по синфазному 1 і квадратурному 2 підканалам. У блоці 6 синхронної демодуляції провадиться остаточне зняття фазової неузгодженості АФМсигналу уn за сигналом невідомої фази jc несучого коливання wc, що оцінюється. Для такого формування дискретного синхронного низькочастотного АФМ-сигналу un блок 6 синхронної демодуляції містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу об'єднані по перших входа х перший 14 перемножувач синфазного 1 (квадратурного 2) підканалу і другий 15 перемножувач квадратурного 2 (синфазного 1) підканалу, виходи яких підключені до відповідних входів суматора 16 зо знаком. На другі об'єднані входи перших 14 і на другі об'єднані входи других 15 перемножувачів блоку 6 синхронної демодуляції поданий сигнал невідомої фази jc по синфазній cosjc,n і квадратурній sinjc,n складовим з відповідних виходів ліній затримки 23 блоку 5 оцінки проекцій фазової похибки. Отримані таким засобом синхронно демодульовані синфазний uI,n і квадратурний uQ,n 6 дискретні АФМ-сигнали, паралельно надходять на входи вирішальних схем 17 блоку 7 прийняття рішення, де остаточно виноситься рішення про переданий сигнал цифрової інформації m v по синфазному av,n та квадратурному bv,n підканалам, що є першим Вих. 1 і другим Вих. 2 виходами пристрою. З іншої сторони в блоці 4 зняття маніпуляції провадиться формування дискретного несинхронного низькочастотного АФМ-сигналу зі зняттям маніпуляції zn. Для цього блок 4 зняття маніпуляції містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу об'єднані по першим входа х перший 14 перемножувач синфазного 1 (квадратурного 2) підканалу і другий 15 перемножувач квадратурного 2 (синфазного 1) підканалу, виходи яких підключені до відповідних входів суматора 16 зо знаком. На другі об'єднані входи перших 14 і на другі об'єднані входи других 15 перемножувачів блоку 4 зняття маніпуляції подані сигнал цифрової інформації m v від синфазного av,n та квадратурного bv,n підканалів відповідних вирішальних схем 17 блоку 7 прийняття рішення. Отримані таким засобом несинхроннодемодульовані синфазний zI,n і квадратурний zQ,n дискретні АФМ-сигнали зі зняттям маніпуляції паралельно надходять на перші входи додаткових 21 накопичувачів блоку 5 оцінки проекцій фазової похибки. Даний блок 5 здобуває, з урахуванням потужності сигналу цифрової інформації m v, сигнал невідомої фази {jn} по синфазній cosjc,n і квадратурній sinjc,n складовим, замикаючи тим самим коло зворотного зв'язку по оцінці фази. Для цього блок 5 оцінки проекцій фазової похибки містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу послідовно з'єднані по входу додатковий накопичувач 21, перший вхід дільника рівня сигналу 22 і вхід лінії затримки 23, вихід якої є синфазним cosjc,n (квадратурним sinjc,n) виходом блоку. При чому другі входи дільників рівня сигналу 22 об'єднані з виходом основного накопичувача 20, на вхід якого, що є третім входом блоку 5 оцінки проекцій фазової похибки, через основний суматор 19 надходить сигнал потужності цифрової інформації m v, з виходів квадраторів 18 синфазного 1 та квадратурного 2 підканалів. Недоліком відомого способу та реалізуючого його пристрою є вплив статистичних властивостей інформаційних символів у сигналі цифрової інформації на величину дисперсії невідомої фаза коливання несучої частоти, що збільшує систематичну складову фазового тремтіння. Зазначений недолік у свою чергу приводить до зменшення завадостійкості когерентного прийому складних сигналів із амплітудно-фазовою модуляцією і, у кінцевому розрахунку, до збільшення імовірності помилки модему в цілому. Метою винаходу є зменшення фазового тремтіння коливання несучої частоти. Поставлена мета досягається тим, що в способі когерентного прийому АФМ-сигналів без генератора, що управляється напругою, перед виділенням сигналу невідомої фази {jn} дискретний несинхронний низькочастотний АФМ 7 80902 сигнал зі зняттям маніпуляції {zn} перетворять у сигнал фазової похибки {Djn}, з якого здобувають сигнал невідомої фази {jn}. Логічна схема перетворення сигналу запропонованого способу представлена на Фіг.3. У пристрої для здійснення способу-прототипу, що містить у синфазному {1} і квадратурному {2} підканалах, блок {3} несинхронної демодуляції, блок {4} зняття маніпуляції, блок {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки, блок {6} синхронної демодуляції, блок {7} прийняття рішення, квадратори {18}, а також основний суматор {19}, при цьому перші входи демодуляторів {8} синфазного {1} та квадратурного {2} підканалів блоку {3} несинхронної демодуляції об'єднані з входом блоку {13} тактової синхронізації, що і є входом пристрою, другий вхід демодулятора {8} синфазного підканалу {1} з'єднаний з виходом опорного генератора {9} безпосередньої і з другим входом демодулятора {8} квадратурного підканалу {2} через фазоперетворювач {10}, виходи демодуляторів {8} паралельно через фільтри {11} підключені до перших входів дискретизаторів {12}, другі об'єднані входи яких з'єднані з виходом блоку {13} тактової синхронізації, вихід дискретизаторів {12}, що є виходом синфазного {1} (квадратурного {2}) підканалу блока {3} несинхронної демодуляції підключений до всіх об'єднаних по перших входах першим перемножувачам {14} синфазного {1} (квадратурного {2}) підканалу блока {6} синхронної демодуляції і блока {4} зняття маніпуляції, перші входи всі х других перемножувачів {15} синфазного {1} (квадратурного {2}) підканалу з'єднані з першими входами всіх перших {14} перемножувачів квадратурного {2} (синфазного {1}) підканалу, виходи перших {14} і других {15} перемножувачів з'єднані з входами відповідних суматорів {16} зо знаком, виходи яких є син фазним {1} і квадратурним {2} виходами блоку {6} синхронної демодуляції і блоку {4} зняття маніпуляції, крім того, другі об'єднані входи перших {14} (других {15}) перемножувачів блоку {4} зняття маніпуляції з'єднані з виходом вирішальної схеми {17} по синфазному {1} (квадратурному {2}) підканалу блока {7} прийняття рішення, другі об'єднані входи перших {14} (других {15}) перемножувачів блоку {6} синхронної демодуляції з'єднані з виходом лінії затримки {23} блоку {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} (квадратурному {2}) підканалу, виходи суматорів {16} зо знаком блоку {6} синхронної демодуляції паралельно з'єднані з входами вирішальних схем {17} блоку {7} прийняття рішення, виходи яких, що є ви ходами пристрою по синфазному {1} та квадратурному {2} підканалам, через квадратори {18} підключені до входів основного суматора {19}, вихід якого з'єднаний із третім входом блоку {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки, введені в блоці {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} (квадратурному {2}) підканалу послідовно з'єднані по синфазному {1} (квадратурному {2}) входові перший вхід першого 8 суматора {20}, підсилювач {21} рівня сигналу, перший вхід другого суматора {22} і вхід лінії затримки {23}, вихід якої з'єднаний із другим входом другого суматора {22} і другим входом третього перемножувача {24}, перший вхід якого є третім входом блоку {5} адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному {1} (квадратурному {2}) підканалу, а вихід з'єднаний із другим входом першого суматора {20}. Суть запропонованого способу полягає в усуненні впливу інформаційних символів на величину систематичної складової фазового тремтіння шляхом виділення сигналу невідомої фази коливання несучої частоти з урахуванням сигналу цифрової інформації, що в цілому забезпечує підвищення завадостійкості когерентного прийому складних сигналів із амплітудно-фазовою модуляцією. Для цього у відлікові (тактові T) n-моменти часу nТ, де n=0,1,2,3,... формують сигналу невідомої фази на підставі наступного ітераційного алгоритму оцінки проекцій фазової похибки по синфазному cosj*c,n та квадратурному sinj*c,n підканалам (див. технікоекономічне обґрунтування) D1 cos* ,n = c { } ˆ ˆ ˆ ˆ = K F yI,nav,n + yQ, nbv,n - [( av,n )2 + (bv,n )2 ] cos j* ,n ; c * D1 sinc,n { = } ˆ ˆ ˆ ˆ = K F yI,nbv,n - yQ,nav,n + [( av,n )2 + (bv,n )2 ] cos j* ,n . c Тут D1 - оператор узяття першої різниці; КФ постійний коефіцієнт підсилення рівня сигналу в колі зворотного зв'язку адаптивної оцінки проекцій фазової похибки; уI,n і yQ,n - дискретні несинхронні низькочастотні складові АФМ-сигналу уn по синфазному та квадратурному підканалам yI,n=xI,ncos(wcnT)+xQ,nsin(wcnT), yQ,n=xQ,ncos(wcnT)+xI,nsin(wcnT); ˆ ˆ a v ,n bv,n і - оцінка переданого сигналу цифрової інформації m v,n по синфазному та квадратурному підканалам відповідно; ˆ ˆ -y a ˆ ˆ zI,n = yI,nav,n + yQ,nbv,n zQ,n = yI,ibv,n Q,i v ,n і дискретні несинхронні низькочастотного складові АФМ-сигналу zn зі зняттям маніпуляції по синфазному і квадратурному підканалам відповідно. Отриманий у результаті пропонованого ітераційного алгоритму сигнал оцінки проекцій фазової похибки по синфазному cosjc,n та квадратурному sinjc,n підканалам використовується при подальшій синхронній демодуляції для остаточного зняття фазової неузгодженості АФМ-сигналу і достовірного прийняття рішення про передану цифрову інформацію, замикаючи тим самим петлю зворотного зв'язку по адаптивній оцінці невідомої фази коливання несучої частоти. Таким чином, пропонований ітераційний алгоритм адаптивній оцінці невідомої фази коливання несучої частоти використовує для формування синхросигналу зворотний зв'язок по дискретному інформаційному сигналу з ви ходу 9 80902 блоку прийняття рішення, що дає можливість зменшити вплив статистики інформаційних символів на величину фазового тремтіння коливання несучої частоти. При порівняльному аналізі з аналогами не виявилися відомі технічні рішення, що мають ознаки, подібні з ознаками, що відрізняють заявлене рішення від прототипу. Отже, запропоноване рішення має критерій "істотності відзнаки". На кресленні Фіг.5 зображена структурна електрична схема пристрою для здійснення пропонованого способу. Пристрій для когерентного прийому АФМсигналів без генератора, що управляється напругою, містить синфазний 1 і квадратурний 2 підканали, кожний з яких містить у собі блок 3 несинхронної демодуляції, блок 4 зняття маніпуляції, блок 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки, блок 6 синхронної демодуляції, блок 7 прийняття рішення, квадратор 18, а також основний суматор 19, при цьому блок 3 несинхронної демодуляції містить демодулятор 8, фільтр 11, дискретизатор 12 по кожному підканалу, а також опорний генератор 9, фазоперетворювач 10 і блок 13 тактової синхронізації; блок 4 зняття маніпуляції і блок 6 синхронної демодуляції містять по кожному підканалу перші 14 і другі 15 перемножувачі і суматори 16 зо знаком; блок 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки містить по кожному підканалу перший суматор 20, підсилювач 21 рівня сигналу, др угий суматор 22 і лінію 23 затримки; блок 7 прийняття рішення містить по кожному підканалу вирішальну схему 17. При цьому перші входи демодуляторів 8 синфазного 1 та квадратурного 2 підканалів блоку 3 несинхронної демодуляції об'єднані з входом блоку 13 тактової синхронізації, що є входом пристрою. Другий вхід демодулятора 8 синфазного 1 підканалу і другий вхід демодулятора 8 квадратурного 2 підканалу через фазоперетворювач 10 з'єднані з виходом опорного генератора 9. Виходи демодуляторів 8 паралельно через фільтри 11 нижніх частот підключені до перших входів дискретизаторів 12, другі об'єднані входи яких з'єднані з виходом блоку 13 тактової синхронізації. Виходи дискретизаторів 12, що є синфазним 1 і квадратурним 2 виходами блоку 3 несинхронної демодуляції, підключені до відповідного синфазного 1 та квадратурного 2 входам блоку 6 синхронної демодуляції і блоку 4 зняття маніпуляції. Об'єднані перші входи всіх перших перемножувачів 14 синфазного 1 підканалу блока 6 синхронної демодуляції і блока 4 зняття маніпуляції з'єднані з усіма об'єднаними першими входам других перемножувачів 15 квадратурного 2 підканалу, а об'єднані перші входи всі х перших перемножувачів 14 квадратурного 2 підканалу з'єднані з усіма об'єднаними першими входам други х перемножувачів 15 синфазного 2 підканалу. Ви ходи перших 14 і др уги х 15 перемножувачів з'єднані з входами відповідних 10 суматорів 16 зо знаком. Виходи суматорів 16 зо знаком по синфазному 1 підканалу і ви ходи суматорів 16 зо знаком по квадратурному 2 підканалу є відповідними синфазним 1 і квадратурним 2 виходами блоків 6 синхронної демодуляції і 4 зняття маніпуляції. Крім того, другі об'єднані входи перших 14 і другі об'єднані входи други х 15 перемножувачів блоку 4 зняття маніпуляції паралельно з'єднані з виходами відповідних вирішальних схем 17 по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам блока 7 прийняття рішення. Другі об'єднані входи перших 14 і другі об'єднані входи других 15 перемножувачів блоку 6 синхронної демодуляції паралельно з'єднані з виходами ліній затримки 23 блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам. Синфазний 1 вихід і квадратурний 2 вихід суматорів 16 зо знаком блоку 6 синхронної демодуляції паралельно з'єднані з входами вирішальних схем 17 блоку 7 прийняття рішення, виходи яких, є виходами пристрою по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам. З іншої сторони вихід вирішальної схеми 17 синфазного 1 підканалу і вихід вирішальної схеми 17 квадратурного 2 підканалу блока 7 прийняття рішення через квадратори 18 з'єднані з першим і другим входами основного 19 суматора відповідно. Вихід основного 19 суматора підключений до об'єднаного по перших входах третім перемножувачам 24, що є третім входом блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки. Синфазний 1 вихід і квадратурний 2 вихід суматорів 16 зо знаком блоку 4 зняття маніпуляції паралельно з'єднані з відповідними першими входами перших 20 суматорів по синфазному 1 та квадратурному 2 входами блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки. Другі входи перших 20 суматорів з'єднані з відповідними виходами третіх перемножувачів 24, а виходи перших суматорів 20 паралельно через послідовно з'єднані підсилювачі 21 рівня сигналу і перший вхід други х суматорів 22 підключені до входів ліній 23 затримки. Виходи ліній 23 затримки блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам підключені до об'єднаного по других входах третім 24 перемножувачам і другим 22 суматорам відповідно. Пристрій для когерентного прийому АФМсигналів без генератора, що управляється напругою, працює за таким принципом. Переданий АФМ-сигнал, що пройшов смугообмежений канал зв'язку, надходить на вхід Вх. пристрою. Аналітична форма запису вхідного аналогового АФМ-сигналу x(t) може бути представлена в комплексному виді (див. технікоекономічне обґрунтування) x(t ) = Re[ X(t )] = ì ü ï k+ L / 2 ï = Reí å r[(i - k )T - t(t )]mv,i + x( t )ý exp{ j[ wct + j c( t )]} ïi=k-L / 2 ï î þ Тут m v=av+jb v - передані інформаційні символи сигналу цифрової інформації m v, що кодуються відповідно до правил складного сузір'я М 11 80902 , позиційного ансамблю АФМ-сигналу, v= 1 M ; r(t)=g(t)+jh(t) - комплексний імпульсний відгук низькочастотного еквівалента смугового каналу зв'язку, що складається з синфазної g(t) і квадратурної h(t) складових; x(t)=x1(t)+j xQ(t) комплексний низькочастотний еквівалент флуктуаційного адитивного шуму, що складається з синфазної x1(t) і квадратурної xQ(t) складових; jc(t) і t(t) - невідомі фаза несучого коливання з частотою wc(t) і гр уповою затримкою АФМ-сигналу відповідно; L - відносна тривалість міжсимвольної інтерференції (МСІ) у числі тактових інтервалів часу T; k=Int{t/T} - ціла частина від виразу, що стоїть в дужках {t/Т}. Отже, виділення сигналу невідомої фази jc(t) полягає в оптимальному відстеженні фазової похибки некогерентного несучого коливання з наступною синхронною демодуляцією АФМсигналу для забезпечення високої вірогідності прийняття рішення про передану інформацію. Для цього аналоговий АФМ-сигнал надходить на об'єднані по входу пристрою Вх. перші входи демодуляторів 8 по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам. На другі входи демодуляторів 8 подана напруга від некогерентного сигналу несучого коливання з виходу опорного (несинхронного) генератора 9, частота якого дорівнює частоті прийнятого сигналу wc, а фаза j0(t) випадкова { } Re[W ( t )] = Re e- j[ w c t + j0 (t )] = cos[wc t + w0 ( t )] . При чому напруга (несинхронного) генератора 9, що подана на другий вхід демодулятора 8 квадратурного 2 підканалу, за допомогою фазоперетворювача 10 зсунута по фазі на 90° { } Im[W ( t )] = Im e- j[ wc t + j0 ( t )] = - sin[wct + w0 ( t )] . Виходи демодуляторів 8 паралельно через фільтри 11 нижніх частот надходять на перші входи дискретизаторів 12, на другі входи яких від блоку 13 тактової синхронізації поданий дискретний сигнал tn напруги тактового коливання з частотою fT=1/Т. Тим самим на виходах дискретизаторів 12 блоку 3 несинхронної демодуляції одержують дискретні несинхронні низькочастотні синфазну уI,n та квадратурну уQ,n складові АФМ-сигналу уn в відлікові (тактові) nмоменти часу nТ, де n=0, 1, 2, 3, ..., і постійні на тривалості тактового інтервалу від nТ до (n+1)Т. yI,n=Re[Yn]=Re[Xnexp(-jwcnT)]= =xI,ncos(wcnT)+xQ,nsin(wcnT); yQ,n=Im[Yn]=Im[Xnexp(-jwcnT)]= =xQ,ncos(wcnT)-xI,nsin(wcnT). Дискретизатори 12 функціонально являють собою пристрої вибірки та збереження сигналу і конструктивно можуть бути виконані по кожній з відомих принципових схем [16] (див. стор.178-183, рис.7.6-7.11). Дискретні несинхронні низькочастотні синфазна уI,n та квадратурна У Q,n складові АФМсигналу уn паралельно надходять з однієї сторони на входи блоку 4 зняття маніпуляції, а з іншої - на входи блоку 6 синхронної демодуляції по синфазному 1 і квадратурному 2 підканалам. 12 У блоці 6 синхронної демодуляції провадиться остаточне зняття фазової неузгодженості АФМсигналу уn за сигналом невідомої фази jc несучого коливання wс, що оцінюється. Для такого формування дискретного синхронного низькочастотного АФМ-сигнала un блок 6 синхронної демодуляції містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу об'єднані по перших входа х перший 14 перемножувач синфазного 1 (квадратурного 2) підканала і другий 15 перемножувач квадратурного 2 (синфазного 1) підканала, виходи яких підключені до відповідних входів суматора 16 зо знаком. На другі об'єднані входи перших 14 і на другі об'єднані входи других 15 перемножувачів блоку 6 синхронної демодуляції поданий сигнал адаптивної оцінки невідомої фази j*c.n по синфазній cosj*c.n і квадратурній sinj*c.n складовим з відповідних виходів ліній затримки 23 блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки. Таким чином, на виходах блоку 6 синхронної демодуляції одержують синхронно демодульовані синфазний uI,n і квадратурний uQ,n дискретні АФМ-сигнали uI,n=Re[U n]=Re[Yne xp(-jj*c,n)]= =yI,ncos(j*c,n)+yQ,nsin(j*c,n); uQ,n=Im[Un]=Im[Unexp(-jj*c,n)]= =yQ,ncos(j*c,n)-yI,nsin(j*c,n), які паралельно надходять на входи вирішальних схем 17 блоку 7 прийняття рішення. На підставі сформованих АФМ-сигналів, блок 7 прийняття рішення остаточно виносить рішення ˆ m про переданий сигнал цифрової інформації v ,n ˆ a роздільно по синфазному v ,n та квадратурному ˆ bv,n компонентах, що є першим Вих. 1 і другим Вих. 2 виходами пристрою. Таке рішення виробляється шляхом мінімізації якогось критерію якості, наприклад, мінімуму середньоквадратичної помилки на входах вирішальних схем 17 за таким принципом ˆ ˆ av,n ; bv,n = min-1 {(uI,n - ai )2 - (uQ,n - bj )2 } i, j , min-1{F(i, j)} де i, j - функція, зворотна функції min{F(i, j)} i, j , тобто зміщена оцінка інформаційних ˆ ˆ a b символів v ,n і v,n дорівнює тому значенню з ансамблю дозволених станів, для яких функціонал , F(i, j) мінімальний для усіх і; j = 1 M . З іншої сторони в блоці 4 зняття маніпуляції провадиться формування дискретного несинхронного низькочастотного АФМ-сигналу зі зняттям маніпуляції zn. Для цього блок 4 зняття маніпуляції містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу об'єднані по першим входа х перший 14 перемножувач синфазного 1 (квадратурного 2) підканалу і другий 15 перемножувач квадратурного 2 (синфазного 1) підканала, виходи яких підключені до відповідних входів суматора 16 зо знаком. На другі об'єднані входи перших 14 і на другі об'єднані входи других 13 80902 15 перемножувачів блоку 4 зняття маніпуляції ˆ mv ,n подані сигнал цифрової інформації від ˆ ˆ a b синфазного v ,n та квадратурного v,n підканала відповідних вирішальних схем 17 блоку 7 прийняття рішення. Таким чином, на виходах блоку 4 зняття маніпуляції одержують несинхронно демодульовані синфазний zI,n і квадратурний zQ,n дискретні АФМ-сигнали зі зняттям маніпуляції ˆ ˆ ˆ zI,n = Re[Z n ] = Re Ynmv,n = yI,nav,n + yQ,nbv,n ; ˆ -y a ˆ ˆ zQ,n = Im[ Zn ] = Im Ynmv,n = yI,nbv,n Q,n v, n , які паралельно надходять на перші входи перших 20 суматорів блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки. Крім того, вихід вирішальної схеми 17 синфазного 1 підканалу і вихід вирішальної схеми 17 квадратурного 2 підканалу блока 7 прийняття рішення через квадратори 18 з'єднані з першим і другим входами основного 19 суматора відповідно. Вихід основного 19 суматора підключений до об'єднаного по перших входах третім перемножувачам 24, які є третім входом блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки. Блок 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки здобуває, з ура хуванням потужності ˆ ˆ (av,n )2 + (b v,n )2 сигналу цифрової інформації , * сигнал невідомої фази j c,n у виді двох проекцій по синфазній cosj*c,n і квадратурній sinj*c,n складовим, замикаючи тим самим коло зворотного зв'язку по адаптації фази несучого коливання на підставі наступного ітераційного алгоритму (див. техніко-економічне обґрунтування) * ˆ ˆ D1 cos j * ,n = K F zI,n - (a v,n )2 + (bv,n )2 cos jc,n c ; * 2 ˆ )2 sinj* ˆ D1 sinjc,n = K F zQ, n + (av,n ) + (b v,n c, n . Тут D1 - оператор узяття першої різниці; КФ постійний коефіцієнт, що відбиває коефіцієнт підсилення підсилювача 21 рівня сигналу в колі зворотного зв'язку адаптивної оцінки проекцій фазової похибки. Для цього блок 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки містить по синфазному 1 (квадратурному 2) підканалу послідовно з'єднані по першому вході перший 20 суматор, вхід підсилювача 21 рівня сигналу, перший вхід другого суматора 22 і вхід ліній 23 затримки, вихід якої є синфазним cosj*c,n (квадратурним sinj*c,n) виходом блоку. При цьому ви ходи ліній 23 затримки блоку 5 адаптації оцінки проекцій фазової похибки по синфазному 1 та квадратурному 2 підканалам підключені до об'єднаного по други х входах третім 24 перемножувачам і другим 22 суматорам відповідно. Таким чином, уведена сукупність відмітних ознак дозволяє зменшити систематичні фазові тремтіння коливання несучої частоти , що обумовлені статистикою переданих інформаційних символів, і, як наслідок цього, підвищити завадостійкість і вірогідність прийому цифрової [ [ { { ] ] [ [ ] ] } } 14 інформації для когерентних модемів складних АФМ-сигналів у цілому. Позначення до пристроїв до запропонованого патенту "Спосіб когерентного прийому АФМсигналів без генератора, що управляється напругою, та пристрій для його здійснення": І. Пристрій-прототип: 1 - синфазний підканал 2 - квадратурний підканал 3 - блок несинхронної демодуляції (прим.: доданий у якості об'єднуючого блока в пропонованому пристрої) 4 блок зняття маніпуляції (прим.: об'єднуючий блоки зняття маніпуляції по синфазному та квадратурному підканалам в пристрої-прототипі) 5 - блок оцінки проекцій фазової похибки (прим.: доданий у якості об'єднуючого блока в пропонованому пристрої) 6 - блок синхронної демодуляції (прим.: об'єднуючий блоки зняття фазової розлагодженості по синфазному та квадратурному підканалам в пристрої-прототипі) 7 - блок прийняття рішення (прим.: об'єднуючий вирішальні блоки по синфазному та квадратурному підканалам в пристрої-прототипі) 8 - демодулятори (прим.: позначені як перемножувачи в пристрої-прототипі) 9 - опорний (несинхронний) генератор 10 - фазоперетворювач 11 - фільтри 12 - дискретизатори 13 - блок тактової синхронізації 14 - перші перемножувачіü ï 15 - другі перемножувачі ý (прим. :додані в позначеннях до пропонованого пристрою) 16 - суматори зо знаком ï þ 17 - вирішальні схеми (прим.: позначені як вирішальні блоки в пристрої-прототипі) 18 - квадратори 19 - основний суматор (прим.: позначений як суматор в пристрої-прототипі) 20 - основний накопичувач 21- додаткові накопичувачі 22 - дільники рівня сигналу 23 - лінії затримки II. Пропонований пристрій: 1 - синфазний підканал 2 - квадратурний підканал 3 - блок несинхронної демодуляції 4 - блок зняття маніпуляції 5 - блок адаптації оцінки проекцій фазової похибки 6 - блок синхронної демодуляції 7 - блок прийняття рішення 8 - демодулятори 9 - опорний (несинхронний) генератор 10 - фазоперетворювач 11 - фільтри 12 - дискретизатори 13 - блок тактової синхронізації 14 - перші перемножувачі 15 - другі перемножувачі 16 - суматори зо знаком 17 - вирішальні схеми 18 - квадратори 15 80902 19 - основний суматор 20 - перші суматори 21 - підсилювачі рівня сигналу 22 - другі суматори 23 - лінії затримки 24 - треті перемножувачі Застосування пропонованого винаходу в професійних модемах, що працюють по смугообмеженим широкосмуговим каналам і трактам електрозв'язку, дозволяє зменшити систематичну складову фазового тремтіння коливання несучої частоти, що викликана статистикою переданих інформаційних символів, і, отже, підвищити завадостійкість когерентного прийому складних сигналів з амплітудно-фазовою модуляцією (АФМ). Конкретизуємо відомі способи-аналоги [5, 6], спосіб-прототип [1] і пропонований спосіб когерентного прийому АФМ-сигналів і пристрої для їхнього здійснення [2-4, 7-10] стосовно до алгоритмів роботи виділителей невідомої фази коливання несучої частоти [11, 12]. При цьому будемо широко використовувати поняття аналітичного, у загальному випадку комплексного, АФМ-сигналу [13]. Відомо [14], що аналоговий АФМ-сигнал на виході безперервного лінійного дисперсійного каналу зв'язку можна представити узагальненою математичною моделлю у виді наступної аналітичної форми запису справедливої на інтервалі часу від kT до (k+1)Т ì k +L / 2 ü ï ï X( t ) = í å r [(i - k )T - t( t)]mv,i + x( t) ý exp{ j[wc t + jc ( t)]} ïi=k -L / 2 ï î þ (1) Тут m v=av+jb v - передані інформаційні символи сигналу цифрової інформації m v, що кодуються відповідно до правил складного сузір'я Аппозиційного ансамблю АФМ-сигналу [15], v 1 M ; r(t)=g(t)+jh(t) - комплексний імпульсний = , відгук низькочастотного еквівалента смугового каналу зв'язку [13], що складається з синфазної g(t) і квадратурної h(t) складових, котрі при найквістовської апроксимації з коефіцієнтом згладжування aN [15] перехідної області обмеженого спектра мають відповідно вид sin(2p t / T ) cos(aNpt / T ) g( t ) = ´ 2 pt / T 1 - (2 a Nt / T)2 , (2) 1 - cos(2 pt / T ) cos(a Np t / T ) h( t ) = ´ 2 pt / T 1 - (2a Nt / T )2 x(t)=x1(t)+j xQ(t) - комплексний низькочастотний еквівалент флуктуаційного адитивного шуму, що складається з синфазної x1(t) і квадратурної xQ(t) складових; jc(t) і t(t) - невідомі фаза несучого коливання і групова затримка АФМ-сигналу; wc(t) частота несучого коливання; L - відносна тривалість міжсимвольної інтерференції (МСІ) у числі тактових інтервалів часу Т; k=Int{t/T} - ціла частина від виразу, що стоїть у дужках {t/Т}. В аналітичній моделі прийнятого АФМ-сигналу (1) невідомою є лише фаза несучого коливання jc(t), фільтрація якої пов'язана з проектуванням широкого класу виділителей фазової похибки 16 відповідних систем несучої синхронізації (СНС) у когерентних приймачах складних сигналів. У більшості практичних випадків при побудові когерентних приймачів АФМ-сигналів знайшло застосування перетворення вхідного сигналу (1) у низькочастотну смугу (3) Y(t)=X(t)exp{-j[w 0t+j 0(t)]} що засноване на несинхронній демодуляції на несуче коливання опорного генератора (4) W(t)=exp{-j[w 0t+j 0(t)]} частота якого дорівнює частоті прийнятого сигналу w0=wc, а фаза j0(t) випадкова, з наступною обробкою в дискретному часі nТ, де n=0, 1, 2, 3, ... - номер ітерації (крок дискретизації). yn = Y(nT) = (5) ì ü ï n+ L / 2 ï = í å r[(i - n)T - tn )]mv,i + xn ý exp{ jjc,n } ïi =k-L / 2 ï î þ В аналітичному виразу дискретного низькочастотного несинхронно демодульованого АФМ-сигналу (5) jc,n - еквівалентна фазова помилка, яка чисельно рівна фазі несучого коливання вхідного сигналу при нульовий початкової фазової розстрочці j0,n=0 опорного (несинхронного) генератора. Проведемо етапи синтезу алгоритмів роботи когерентних приймачів складних АФМ-сигналів при безперервному часі в умовах значних перешкод МСІ з наступним переходом у дискретні nТ моменти часу, що є широко прийнятим прийомом при цифровій реалізації ітераційних адаптивних пристроїв. При цьому будемо ґрунтуватися на результатах роботи [11], при часто виконуваними на практиці умовам, що невідома фаза несучого коливання jc(t) є вінеровським процесом djc (6) = xj ( t ) dt з нульовим середнім значенням Nj d( t 2 - t1 ) 2 функцією кореляції при Nj - рівномірній однобічній спектральній щільності шуму xj(t), який на практиці представляє із себе фазовий джитер випадкове несистематичне тремтіння фази коливання несучої часто ти. Так, стосовно до комплексної аналітичної моделі прийнятого АФМ-сигналу (1) за умови, що безперервна фаза несучого коливання jc/t) є неенергетичним процесом (6), наведемо остаточне диференціальне рівняння для оцінки фази коливання несучої частоти j*(t) в безперервному часі K jj dj * ( t ) é c ˆ ù = Im X(t )S( t )ú dt Nx PS ê ë û dKjj Nj K2 jj ; (7) ˆ = Reé X( t )S( t )ù ê ú dt 2 NxPS ë û Тут ì k +L / 2 ü ï ˆ ˆ ï S( t ) = S( t,m v, j* ) = í r[( i - k) T - t* ( t)]m v,iý exp{j[wct + j* ( t)]} c c ïi=k -L / 2 ï î þ å 17 80902 - оцінка корисного сигналу, що сформована в ланцюгу зворотного зв'язку за рішенням ˆ mv ,n дискретного і фільтрації супутніх t*(t), j*c(t) параметрів; PS = S( t ) ´ S(t ) - потужність корисного сигналу S(t). При розробці технологічних телекомунікаційних систем використовують обробку сигналу в дискретні, наприклад, у тактові моменти часу xn=X (t=nT), що приводить до цифрової реалізації адаптивних пристроїв у мікропроцесорній побудові. У стаціонарній області при високій вірогідності прийняття рішення про передані інформаційні символи ˆ »g m ˆ v,n ˆ S(t ) = mv,n 0 , коли канал обчислення дисперсії фази (7) можна виключити [13] dKjj/dt=0, замінивши останній на його стаціонарне значення K jj, st = N xNj / 2 , перейдемо до спрощеного різницевого рівняння для ітераційної оцінки фази сигналу j*c,n в дискретному часі ˆ (8) D1j* ,n = K j Im[yn mq,n ] c де D1 - оператор узяття першої різниці jс,n-jс,n-1 - постійний коефіцієнт у 1; Kj=TKjj,s t(PSN x) ланцюгу зворотного зв'язку фазового автопідстроювання частоти (ФАПЧ) генератора, що управляється напругою, (ГУН) у системі синхронізації СНС модему; уn=xne xp(jwcnT)=уI,n+j yQ,n - відкоректований несинхроннодемодульований АФМ-сигнал, що містить відповідно синфазну уI,n=xI,ncos(wcnT)+xQ,nsin(wcnT) та квадратурну уQ,n=xQ,ncos(wcnT)-xI,nsin(wcnT) складові. Представимо різницеве рівняння (8) у трохи іншій тригонометричній формі, зручної при структурній реалізації пристрою ˆ D1j* ,n = Kj [bv,n ( yI, n cos j* + yQ,n sinj* ) c c c (9) * * ˆ - av,n ( yQ,n cos jc - yI,n sinjc )] Функціональна схема технологічної СНС, наведена на рисунку 1 і синтезована відповідно до традиційного алгоритму фільтрації (9) по мінімуму середньоквадратичної помилки на вході блоку прийняття рішення, та у різних модифікаціях захищена патентами на способи-аналоги [5, 6] і рядом пристроїв їх здійснюючих [2-4, 7-10]. Так, при реалізації, наприклад, системи ФАПЧ першого порядку традиційна система СНС за рисунком 1 18 стосовно до чотирьохпозиційного фазомодульованого сигналу ФМ-4 перетворюється в добре відому схему Костаса [11]. При сталості невідомої фази jc,n прийнятого АФМ-сигналу на деякому інтервалі спостереження dt, у N раз перевищуючому тактовий dtÞNT>>Т, використання математичного апарату теорії оцінювання [11] дозволяє уникнути в структурі СНС генератора, що управляється напругою, ГУН [1], забезпечивши тим самим режим "розімкнутого зворотного зв'язку по оцінюваному параметру" у системі спостереження. Це стає можливим у безпосередній ідентифікації не самої фазової похибки, а її проекцій Фc,n=ехр{jjc,n} по синфазному cosjc,n і квадратурному sinjc,n підканалам å (y n ˆ I, na v ,i cos j *, n c = i=n-N n å (aˆ v,i ˆ + y Q,nbv,i ) ˆ )2 + (bv,i )2 i=n-N å (y ; n sinj* ,n c = ˆ Q,na v ,i i=n -N n ˆ å (a v ,i ˆ - yI,nbv,i ) (10) ˆ )2 + (bv,i )2 i =n -N Функціональна схема, що реалізує ітераційний алгоритм прямої оцінки проекцій фазової похибки наведена на рисунку 2. Аналіз динамічних характеристик систем синхронізації (часу входження в синхронізм і часу до зриву синхронізму) показав, що швидкодія розімкнутої структури СНС (10) значно вище, ніж у замкнутої (9). Однак необхідна умова сталості невідомої фази коливання несучої частоти jc(t) вхідного АФМ-сигналу на тимчасовому інтервалі спостереження NT приводить до втрати її реальної завадостійкості в стаціонарному режимі за рахунок впливу ста тистичних властивостей інформаційного повідомлення. Цей факт обумовлений зростанням систематичної складового фазового тремтіння, вимагає вибору значної довжини поліному скремблера модемного пристрою для додання більшої випадковості інформаційним символам. Даний недолік деякою мірою властивий також способові-прототипові [1] когерентного прийому АФМ-си гналу і пристроєві для його реалізації. У пропонованому способі вжита спроба інтегрування достоїнств розглянутих двох методів 19 80902 адаптивного оцінювання (9) і ідентифікації (10), а саме: в умовах значних тимчасових змін параметру, що підлягає фільтрації jc(t), але не перевищуючого тактового інтервалу Т, уникнути наявності єдиного аналогового блоку - генератора ГУН, при одночасному забезпеченні високої завадостійкості системи і приймача модему в цілому. Для цього застосовується математичний апарат теорії оптимальної нелінійної фільтрації, у якому оцінюванню в квазиоптимальному алгоритмі піддається функціонал фазової похибки Фc(t)=ехр{jjc(t)}, що також, як і безперервна фаза jc(t), представимо процесом, розподіленим по Вінеру (6) з рівномірною спектральною щільністю NФ. За аналогією з розробленими етапами синтезу технологічних алгоритмів фільтрації при переході до дискретного часу nТ в області стаціонарних KФФ, st = NФNx значень остаточно одержимо приведене різницеве рівняння для адаптивної оцінки функціонала фазової похибки Ф*c,n, в комплексному ˆ ˆ D1Ф* ,n = -KФ ( yn - mv,n )mv,n Ф * n c c, та тригонометричному видах * * ˆ ˆ D1 cos jc,n = K Ф { zI,n - [( av, n )2 + (bv,n )2 ] cos jc,n } (11) ; (12) ˆ )2 ] cos j* } ˆ = KФ {zQ, n + [(av,n ) + (bv, n c ,n В адаптивному алгоритмі (12) пропонованого пристрою zI,n і zQ,n - несинхронно демодульовані синфазний і квадратурний дискретні АФМ-сигнали зі зняттям маніпуляції ˆ ˆ zI,n = yI,nav,n + yQ,nbv,n ; (13) ˆ ˆ v, n - y Q,nbv,n zQ,n = yI, na Функціональна схема, що реалізує ітераційний алгоритм (12), наведена на рисунку 3. Відзначимо, що синтезований при повній відсутності аналогових елементів квазіоптимальний приймач модему порівняно просто реалізується сучасними цифровими процесорами швидкодіючої обробки сигналів. Порівняльний аналіз технологічних алгоритмів фільтрації способів-аналогів (9), способупрототипу (10) і пропонованого способу (12) когерентного прийому складних АФМ-сигналів і пристроїв для їхнього здійснення був проведений з використанням об'єктно-орієнтованого імітаційного моделювання в середовищі візуального інженерного оточення Agilent VEE ( Visual Engineering Environment (компанії Agilent Technologies, Innovating the HP Way) [17]. За результатами порівняльного аналізу можна зробити ряд висновків, що запропонований пристрій когерентного прийому АФМ-сигналу без генератора, управляється напругою, у порівнянні з устроєм-прототипом дозволяє зменшити на (6...7) dBm дисперсію фазового тремтіння, що, у свою чергу, дає виграш по імовірності помилки при прийомі АФМ-сигналів із квадратурною амплітудно-фазовою модуляцією QAM-256 більш ніж на 3 порядки. Таким чином, запропонований спосіб когерентного прийому АФМ-сигналів без D1 sinj* ,n c 2 20 генератора, що управляється напругою, та пристрій для його здійснення дозволяє ефективно зменшувати систематичну складову фазового тремтіння коливання несучої частоти шляхом усунення впливу статистики інформаційних символів на оптимально виділений хроніруючий сигнал. У висновкові відзначимо, що спосіб адаптивної оцінки фазової помилки без ГУН та пристрій його здійснюючий, який заявляється, може знайти своє безпосереднє застосування в професійних устроях перетворення сигналу (УПС) широкосмугових модемах типів xDSL {x-'any' Digital Subscriber Line), DIV (Data-In-Voice) і DAV (DataAbove-Voice), що транспортують високошвидкісні трибутарні цифрові потоки плезіонхронних PDH ієрархічних рівнів Е І/ТІ, ЕЗ по існуючим абонентським лініям кабелів МТМ, лінійним трактам провідних і стволам радіорелейних систем передачі з вірогідністю, що наближається до оптичної якості зв'язку 10-9...10-10. Бібліографічні дані джерел інформації: 1. Авторское свидетельство 1185640 СССР МКИ 4 Н04L27/22. Способ когерентного приема сигналов амплитудно-фазовой модуляции и устройство для его осуществления / Балашов В.А., Нудельман П.Я., Пантелеев В.В., Шевченко Ю.В. Опубл. в Б.И., 1985. - №38 (прототип). 2. Авторское свидетельство 1195467 СССР МКИ 4 Н04L7/04. Устройство синхронизации сигнала несущей частоты / Пантелеев В.В., Шевченко Ю.В. - Опубл. в Б.И., 1985. - №44. 3. Авторское свидетельство 1243135 СССР МКИ 4 Н04В 1/10. Устройство для компенсации дрожания фазы сигнала в системах передачи данных / Пантелеев В.В., Шевченко Ю.В., Нудельман П.Я. - Опубл. в Б.И., 1986. - №25. 4. Авторское свидетельство 1356249 СССР МКИ 4 Н04L7/04. Устройство синхронизации несущей частоты / Пантелеев В.В., Шевченко Ю.В., Лазарев A.M. - Опубл. в Б.И., 1987. - №44. 5. Деклараційний патент України (UA) 42903А МПК6 Н06L7/00. Спосіб виділяння тактового синхросигналу з корелятивне кодованого інформаційного сигналу та пристрій для його здійснення / Пантелеев В.В., Ланько А.А., Гаврилюк М.С. - Опубл. в Бюл. "Промислова власність", 2001. - №10. 6. Патент 2101804 ФРН, Н04L27/22. Спосіб відбудови несучої часто ти для четырехфазного демодулятора та пристрій для його здійснення 21 80902 Опубл. в Б.В. "Аусцуге" (реферативний журнал), 1978. 7. Патент 2444429 ФРН, Н04L 27/02. Пристрій для фазового регулювання несучої при передачі даних - Оп убл. в Б.В. "Аусцуге" (ре феративний журнал), 1976. 8. Патент 4174489 США, Н03K9/06. Фазовий дискримінатор приймача системи передачі інформації - Опубл. в Б.В. "Офі шел газет" (патентний журнал США), 1979. 9. Патент 3878468 США, Н04В1/10. Сумісна робота адаптивного коректора та несучої в системі передачі даних - Оп убл. в Б.В. "Офішел газет" (патентний журнал США), 1975. 10. Заявка 1534465 Великобританія, Н04L27/02, Н03В 3/04. Демодулятор фази - Опубл. в Б.В. "Изобретения за рубежом", 1979. 11. Линдсей В. Системы синхронизации в связи и управлении / Пер. с англ. под ред. Ю.Н.Бакаева и М.В.Караова. - М.: Сов. радио, 1978. 12. Свириденко С.С. Основы синхронизации при приеме дискретных сигналов. - М.: - Связь, 1974. 13. Тамм Ю.А. Адаптивная коррекция сигналов передачи данных. -М.: - Связь, 1974. 14. Коржик B.И, Финк Л.М., Щелкунов К.Н. Расчет помехоустойчивости систем передачи дискретных сообщений. - М.: Радио и связь, 1981. 15. Боккер П. Передача данных: Техника связи в системах телеобработки данных. Том 1. Основы / Пер. с нем. под ред. Д.Д.Кловского. - М.: - Связь, 1980. 16. Алексеенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. Применение прецизионных аналоговых ИС. Радио и связь, 1981. 17. R. Helsel, Visual programming with HP VEE, Prentice Hall PTR, New Jersey, Hewlett-Packard Co., 1998. 22