Спосіб формування квазісинусоїдальної вихідної напруги у мостовому інверторі

Реферат: UA 120400 U UA 120400 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Корисна модель належить до області електротехніки, а саме до перетворювальної техніки, і може використовуватися при створенні джерел вторинного електроживлення, при перетворенні енергії від вітрогенераторів і сонячних батарей та в інших пристроях силової електроніки. Відомий спосіб формування вихідної напруги мостового інвертора у вигляді різниці двох змінних напруг [1], які створюють шляхом перетворення постійної напруги живлення в двох керованих напівмостових комутаторах у двополярні широтно-імпульсно-модульовані (ШІМ) послідовності. Ці послідовності модулюють сигналами керування за синусоїдальним законом із зсувом один відносно одного на половину періоду, тобто на кут π радіан, і за допомогою фільтрів виділяють напруги обвідних модульованих послідовностей. Недоліком відомого способу є великі динамічні втрати потужності в ключах напівмостових комутаторів, тому що комутація струму в них виконується протягом всього інтервалу формування широтно-імпульсної послідовності за законом синусоїдальної форми. Відомий також спосіб формування вихідної напруги у однофазному мостовому інверторі [2], згідно з яким постійну напругу живлення перетворюють шляхом комутації керованих ключів у ШІМ послідовності, модульовані за трапецієвидним законом. При цьому широтно-імпульсну комутацію здійснюють протягом всього терміну формування півхвиль вихідної напруги, включаючи інтервали утворення фіксованих вершин трапецієвидних сигналів керування. Незважаючи на те, що комутація на кожній півхвилі виконується тільки одним ключем, динамічні втрати потужності зберігаються суттєвими через переключення струму між цим ключем і внутрішнім діодом другого ключа в напівмостовому комутаторі. До того ж відсутність керування другим ключем не дозволяє повертати до джерела живлення енергію, накопичену в активно-індуктивному навантаженні. Найбільш близьким за технічною суттю та характерними ознаками до нового технічного рішення, що пропонується, є спосіб формування вихідної напруги інвертора за допомогою однофазного моста двофазного інвертування [3, с. 277-279]. В ньому вихідну напругу отримають в діагоналі повного мостового комутатора з чотирьох ключів, тобто між напругами, які створені в двох керованих напівмостових комутаторах. Кожну з напруг формують шляхом перетворення постійної напруги живлення в двополярну ШІМ послідовність. Ці послідовності модулюють сигналами керування знакозмінної трапецієвидної форми з лінійними фронтами [3, рис. 7.42в] із зсувом один відносно одного на половину періоду, тобто протифазними, причому для зниження вмісту гармонік в вихідній напрузі кутову тривалість фронтів встановлюють на рівні π/3=1,047 радіан. Далі з ШІМ послідовностей за допомогою фільтрації виділяють (за необхідністю) напруги обвідних модуляції. Вихідну напругу формують як різницю обвідних від напівмостових перетворювачів. У відомому способі керуючі сигнали трапецієвидної форми складаються з інтервалів формування лінійних фронтів та вершин з фіксованим рівнем. Перемикання ключів і формування широтно-імпульсних послідовностей виконується лише на інтервалах формування лінійних фронтів, на протязі яких саме виникають динамічні втрати потужності в ключах. На інтервалах формування вершин динамічні втрати відсутні, тому що ключі знаходяться в одному із статичних станів і комутація в напівмостових комутаторах не відбувається. Недоліком відомого способу є велика кутова тривалість інтервалів формування лінійних фронтів на рівні π/3 радіан, яка встановлюється із умови придушення третьої гармоніки і, як наслідок, підвищена потужність динамічних втрат в ключах напівмостових комутаторів. Крім цього, суттєва відмінність трапецієвидної форми вихідної напруги від синусоїдальної форми супроводжується присутністю вищих гармонік, починаючи з п'ятої, та підвищеним значенням коефіцієнта гармонік на рівні, що перевищує 4,6 %. При цьому бажане зменшення тривалості інтервалів фронтів обмежується різким зростанням вмісту гармонічних складових. Задачею корисної моделі є зниження потужності динамічних втрат в ключах напівмостових комутаторів з одночасним зменшенням рівня коефіцієнта гармонік в вихідній напрузі мостового інвертора. Поставлена задача вирішується тим, що в запропонованому способі квазісинусоїдальна вихідної напруга у мостовому інверторі формується як різниця змінних напруг від двох керованих напівмостових перетворювачів, кожну з яких створюють шляхом перетворення постійної напруги живлення в широтно-імпульсну послідовність, котру модулюють сигналом керування за знакозмінним законом частково, лише на інтервалах формування фронтів, а на інтервалах формування вершин фіксують в одному із статичних станів, і виділяють за допомогою фільтрації напругу обвідної, що відповідає закону модуляції. В спосіб введено нову сукупність дій, а саме: обидві широтно-імпульсні послідовності модулюють сигналами керування за ідентично змінними в часі функціями, причому фази сигналів керування зсовують одну відносно одної на кут 2π/3 радіан, а найменшу тривалість 1 UA 120400 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 інтервалів формування фронтів встановлюють з умови селективного придушення гармоніки, ближчої до основної, або отримання мінімального вмісту гармонік в вихідній напрузі. Запропонований спосіб також відрізняється тим, що широтно-імпульсні послідовності модулюють на інтервалах формування фронтів за конкретними функціями часу: лінійною з відносною тривалістю інтервалів, яка дорівнює π/5=0,628 радіан, або синусоїдальною з відносною тривалістю інтервалів 3π/10=0,942 радіан. Досягнення нового технічного результату полягає у тому, що знижено потужність динамічних втрат в ключах напівмостових перетворювачів завдяки скороченню кутової тривалості фронтів і, відповідно, інтервалів, протягом яких виконується перемикання ключів; зменшено рівень коефіцієнта гармонік за рахунок придушення нижчих з вищих (третьої і п'ятої) гармонік та кращого наближення форми вихідної напруги мостового інвертора до синусоїдальної форми. Суть способу, що заявляється, ілюструють фіг. 1-6. На фіг. 1 зображена двофазна схема мостового інвертора: А, В - напівмостові перетворювачі; F - фільтри. На фіг. 2 зображена трифазна схема мостового інвертора: А, В, С - напівмостові перетворювачі; F - фільтри. На фіг. 3/фіг. 4 зображені форми сигналів, що пояснюють роботу мостового інвертора при ШIМ з лінійної функцією форми фронтів (ШІМ-LIN) /з синусоїдальною функцією форми фронтів (ШІМ-SIN): фіг. 3а/фіг. 4а - керуючий сигнал модулювання напівмостового перетворювача А; фіг. 3б/фіг. 4б - керуючий сигнал модулювання напівмостового перетворювача В; фіг. 3в/фіг. 4в - ШІМ послідовність та її обвідна після фільтрації у напівмостовому перетворювачі А; фіг. 3г/фіг. 4г - ШІМ послідовність та її обвідна після фільтрації у напівмостовому перетворювачі В; фіг. 3д/фіг. 4д - вихідна напруга інвертора як різниця напруг між напівмостовими перетворювачами А і В. На фіг. 5 наведені графічні залежності коефіцієнта гармонік від відносної тривалості фронтів при ШІМ-LIN: І - вихідна напруга мостового інвертора; 2 - точка спільного придушення гармонік кратних трьом і п'яти; 3 - вихідна напруга напівмостових перетворювачів; 4 - точка придушення гармонік, кратних трьом на кривій 3. На фіг. 6 наведені графічні залежності коефіцієнта гармонік від відносної тривалості фронтів при ШІМ-SIN: І - вихідна напруга мостового інвертора; 2 - точка спільного придушення гармонік, кратних трьом і п'яти; 3 - вихідна напруга напівмостових перетворювачів. Реалізацію запропонованого способу розглянемо на схемі двофазного мостового інвертора (фіг. 1), оскільки в трифазному інверторі (фіг. 2) вона має аналогічний характер між трьома парами фаз. Роботу інвертора розглянемо при двох видах сигналів керування: з лінійною (фіг. 3) та синусоїдальною (фіг. 4) функцією форми фронтів. Вибір сигналів заснований на тому, що при лінійній функції форми фронтів досягаються мінімальні динамічні втрати потужності у ключах з допустимим коефіцієнтом гармонік, а при синусоїдальній функції - мінімальне значення коефіцієнта гармонік зі зниженими динамічними втратами потужності. У перетворювачах А, В (фіг. 1) з постійної напруги живлення Е формують за допомогою керованих ключів ШІМ послідовності. У перетворювачі А сигналом керування (фіг. 3а/фіг. 4а), формують послідовність ШІМА (фіг. 3в/фіг. 4в), а у перетворювачі В сигналом керування (фіг. 3б/фіг. 4б) - послідовність ШІМВ (фіг. 3г/фіг. 4г). Послідовності модулюють сигналами керування за знакозмінним законом лише частково на інтервалах формування фронтів а, а на інтервалах формування вершин фіксують в одному із статичних станів. Обидві сигнали керування є ідентично змінними в часі функціями: лінійною (фіг. 3а, фіг. 3б) або синусоїдальною (фіг. 4а, фіг. 4б). Причому фазу сигналу керування перетворювача В (фіг. 3б/фіг. 4б) зсовують відносно сигналу керування перетворювача А (фіг. 3а/фіг. 4а) на кут φ=2π/3 радіан. З кожної ШІМ послідовності виділяють за допомогою фільтра (F) напругу обвідної UА (фіг. 3в/фіг. 4в) та UB (фіг. 3г/фіг. 4г), що відповідають закону модуляції. Вихідною напругою інвертора є різниця напруг обвідних: UAB  UA  UB (фіг. 3д/фіг. 4д). Відмінною особливістю запропонованого способу є поява в формі кривої вихідної напруги інвертора (фіг. 3д/фіг. 4д) характерного зламу (зміна нахилу) на інтервалі формування фронтів. Злам є наслідком алгебраїчного сумування напруг UA , UB від двох напівмостових перетворювачів, зсунутих на кут 2π/3 радіан. Ефект зламу на фронтах вихідного напруги сприяє зниженню вмісту гармонійних складових при одночасному скороченні тривалості фронтів а і, 2 UA 120400 U 5 10 15 20 відповідно, інтервалів комутації. Тривалість фронтів встановлюють найменшою, яка дозволяє при цьому досягти селективного придушення гармонік, найближчих до основної, або отримання мінімального вмісту всіх вищих гармонік в вихідній напрузі. Покажемо, що сформована за запропонованим способом вихідна квазісинусоїдальна напруга інвертора має в порівнянні з прототипом нижчі значення коефіцієнта гармонік при значно меншій тривалості інтервалів формування фронтів, якою обумовлені динамічні втрати потужності в елементах комутації. Знайдемо залежності коефіцієнта гармонік від тривалості інтервалів формування фронтів в запропонованому способі при обраних видах модуляції: ШІМ з лінійної формою фронтів (ШЇМLIN) (фіг. 3) і ШІМ з формою фронтів у вигляді чвертьхвильових відрізків синусоїди (ШІМ-SIN) (фіг. 4). Далі вважаємо, що процес перетворення є ідеальним і форми напруг, які огинають ШІМ послідовності, збігаються з формами керуючих сигналів модулювання. Гладкі форми напруг на виході фільтрів напівмостових перетворювачів з напругою живлення Е при ШІМ-LIN (далі підрядковий індекс lin) і ШІМ-SIN (далі підрядковий індекс sin) на інтервалі   (0... / 2) при кутовий тривалості фронтів  описуються, відповідно, виразами: E  E   , якщо 0    ;  sin , якщо 0    ; 2  2 2 (1) Ulin ()  Usin()  E  E  , якщо     , якщо     2 2 2 2 Тривалість фронтів  може варіюватися від значення   0 , при якому плоска частина вершини присутня на всьому інтервалі півхвилі (тобто в межах 0... ) і форма стає прямокутною, до    / 2 , при якому вершина стягується в точку і форма напруги при ШІМ-LIN трансформується в трикутну, а при ШІМ-SIN - в синусоїдальну. У зв'язку з півхвильовою і чвертьхвильовою симетрією форм напруг (1) при розкладанні в ряд Фур'є отримуємо коефіцієнти тільки для непарних членів ряду: 2E    cos(n  ) (2) 2E  sin(n  ) Bsin  Blin  2 n 2  4(n  )2 n   де: n  2k 1 номер гармоніки; k  12,3... … порядковий номер члена ряду. , Тоді періодичні функції напруги UA (фіг. 3а/фіг. 4а) і зсунутої на кут  напруги UB (фіг. 3б/фіг. 4б) від напівмостових перетворювачів А, В (фіг. 1) можна представити у вигляді сум гармонік:  25 UA.lin ()  30 UB.lin ()    Blin  sin(n  ) k 1  UA. sin()   Blin  sinn  (  ) k 1    Bsin  sin(n  ) (3) k 1 UB. sin()    Bsin  sinn  (  ) (4) k 1 Функцію форми кривої вихідної напруги мостового інвертора U AB (фіг. 3д/фіг. 4д) визначимо як різницю періодичних функцій напруг UAB ()  UA ()  UB () за виразами (3), (4): UAB.lin ()    Blin sin(n  )  sinn  (  ) k 1 UAB. sin()    Bsinsin(n  )  sinn  (  ) (5) k 1 З останніх виразів можна визначити (шляхом пошуку екстремуму функцій) значення кута 35 40 m (фіг. 3д/фіг. 4д), відповідного максимальному рівню (амплітуді) напруги UAB , який дорівнює m   / 2 . Тому різниця синусних функцій у виразах (5) при   2 / 3 та m   / 2   / 3 стає рівною:  n  sin( n  m )  sinn  (m  )  2 sin   3  Звідси амплітуда n-ної гармоніки вихідної напруги інвертора (5) з урахуванням виразів (2) визначається: 4E    cos(n   )    n  (6)  n   sin  sin   Un.AB. sin   3   3  n 2  4(n   )2   n2   З виразів (6) при n  1 отримаємо формули для квадрата діючого значення першої гармоніки вихідного напруги інвертора: Un.AB.lin  2E  sin(n  )  3  UA 120400 U 2 2 2 U U1.ABlin 2  sin(  )  2 2    cos( )  (7)   6E 2   U 1.ABrms sin  1.AB sin  6E  2   2 2       4 2  Вирази для квадрата діючого значення вихідної напруги інвертора U AB наведемо в частотної області, використовуючи амплітуди гармонік (6): U21.ABrmslin  1  1    (Un.AB.lin )2 U2 AB.rms. sin    (Un.AB. sin )2 (8) 2 k 1 2 k 1 Далі при чисельному рішенні виразів (8) безкінечна кількість гармонік замінюється кінцевим їх числом М=100, облік яких достатній для отримання достовірного результату. Нарешті, коефіцієнт гармонік напруги U AB на виході інвертора (фіг. 3д/фіг.4д) отримаємо з використанням виразів (7), (8): U2 AB.rms.lin  5 Kг.lin  10 15 20 25 30 35 U2 AB.rms.lin U2 AB.rms. sin  1 Kг. sin   1 (9) U21.AB.rms.lin U21.AB.rms.l sin На фіг. 5, фіг. 6 наведені графічні залежності коефіцієнта гармонік K г різницевої вихідної напруги інвертора (криві 1) за формулами (9) при ШІМ-LIN (фіг. 5) і ШІМ-SIN (фіг. 6), а також напруг напівмостових перетворювачів (криві 3). Як випливає з графіків, криві 1 зміщені щодо кривих 3 в сторону менших значень тривалості фронтів  , що пов'язано з присутністю зламів в формі кривої напруги на виході мостового інвертора. Причому після початкового спаду кривих 1 значення коефіцієнта гармонік зберігається на низькому рівні і не перевищує 5,1 % при ШІМ-LIN і 1,66 % при ШІМ-SIN. Становить інтерес поведінка кривих 1 в області першого локального мінімуму коефіцієнта гармонік з найменшими значеннями тривалості фронтів  . Аналіз показав, що поява локального мінімуму пов'язана з селективним придушенням гармонік, найближчих до основної. Дійсно, якщо звернутися до виразів (6), то амплітуди гармонік вихідної напруги інвертора можна привести до нульових значень шляхом прирівнювання до нуля одного із співмножників. Для першого співмножника умова: sin(   n / 3)  0 , виконується при значеннях n  3k , де k  12,3... , що означає придушення 3-ої гармоніки і кратних трьом. Виконання умов для других , співмножників: sin(n  lin )  0 ; cos(n  sin )  0 можливе, відповідно, при lin   / 5 ; sin  3 / 10 , що при n  5k означає придушення 5-ої гармоніки і кратних п'яти. На фіг. 5, нанесена точка 2 зі значеннями lin   / 5  0,628 радіан, K г  3,61% , а на фіг. 6, відповідна точка sin  3 / 10  0,942 радіан, K г  0,91% , при яких спільно придушені гармоніки кратні трьом і п'яти. Назвемо ці точки оптимальними, оскільки вони одночасно відповідають найменшим значенням тривалості фронтів при близькому до мінімального рівня коефіцієнту гармонік. На фіг. 6 для порівняння нанесена точка 4 на кривій 3, яка відповідає придушенню третьої гармоніки при формуванні трапецієвидної форми в прототипі. Звідси видно перевагу положення точки 2, що характеризується меншим значенням K г при меншій тривалості фронтів  . У таблиці наведено чисельні значення спектрального складу гармонік вихідної напруги інвертора при вибраних видах ШІМ з оптимальною тривалістю фронтів. Також для порівняння вказані максимально допустимі норми коефіцієнтів гармонійних складових [4]. Як видно, спектральний склад напруги при обох видах ШІМ з надлишком задовольняє вимогам до якості електричної енергії. Таблиця Вид ШІМ ШІМ-LIN ШІМ-SIN Межа за ГОСТ [4] Тривалість фронтів 3 (рад) 0,628 0 0,942 0 5 Коефіцієнт n-ої гармонічної складової (%) 5 7 9 11 13 15 17 19 21 0 0 3,3 0,89 0 0 0,83 0,14 0,96 0,13 0 0 0,56 0,06 0,28 0,03 0 0 6 5 1,5 3,5 3 0,3 2 1,5 0,2 40 4 Коеф. гармонік 23 (%) 0,31 3,61 0,02 0,91 1,5 8 UA 120400 U 5 10 15 Потужність динамічних втрат (ПДВ) в елементах комутації при вибраних видах ШІМ найзручніше представити у відносному вигляді, тобто в порівнянні з втратами при традиційному виді модуляції - однополярної синусоїдальної ШІМ. ПДВ оцінюється за кількістю перемикань в елементах комутації і середнім значенням струму на інтервалах комутації, тобто у вигляді добутки цих параметрів. При однополярній синусоїдальній ШІМ в напівмостових перетворювачах з кількістю перемикань N на періоді 2 із середнім значенням струму ключів IS . показник втрат має вигляд: LS  NS  IS . (10) При частковій модуляції кількість перемикань і середнє значення струму прямо пропорційні тривалості інтервалів комутації. В запропонованому способі комутація ключів в двох напівмостових перетворювачах А, В відбувається на восьми інтервалах тривалості фронтів  (фіг. 3в, г/фіг. 4в, г), тому кількість перемикань складає: 8 N  NS . (11) 2 Середнє значення струму ключів кожного напівмостового перетворювача є часткою струму IS , тому на чотирьох інтервалах комутації: 4  IS . (12) 2 Тоді показник втрат при частковій модуляції, як добуток виразів (11), (12), дорівнює: I 20 L  NI  8  2  LS . (13) 2 Відносні ПДВ при оптимальних значеннях кутової тривалості lin   / 5 ; sin  3 / 10 складають за виразом (13), відповідно: 25 L Llin 8  (  / 5)2 8  (3 / 10 )2   0,32 sin   0,72 . (14) LS LS 2 2 Таким чином, згідно з виразами (14) використання запропонованого способу дозволяє за теоретичною оцінкою знизити ПДВ при ШІМ-LIN на 68 % (1-0,32=0,68), а при ШІМ-SIN на 28 % (1-0,72=0,28). Для порівняння, у прототипі з трапецієвидною формою вихідної напруги відносна ПДВ є вищою, ніж у запропонованому способі і складає: 30 L tr 8  (  / 3)2   0,89 . LS 2 Запропонований спосіб випробувано у Науково-виробничому підприємстві "Імпульс" (м. Запоріжжя) на мостовому інверторі з потужністю 8 кВт. Вимірами підтверджено практичне зниження динамічних втрат в елементах комутації та поліпшення спектрального складу гармонік вихідної напруги відносно прототипу. 35 40 45 Джерела інформації: 1. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. - М.: Техносфера, 2005. - 632 с. (с. 384, рис. 15.11, рис. 15.12). 2. Пат. 67170 Україна МПК (2012.01) Н02М7/00 Спосіб формування трапецеїдальної широтно-імпульсної напруги інвертора / Скала Е.І., Шокарьов Д.А. - Бюл. № 3, 2012 р. 3. Сінчук О.М., Федорченко Н.Л., Литвинский Л.Б., Федорченко К.І., Сінчук І.О., Мельник О.Є. Енергозберігаюче керування електротехнічними та енергетичними комплексами і системами: Монографія - Кременчук: Вид. ПП Щербатих О.В. - 2010. - 340 с. (с. 277-279). 4. ГОСТ 13109-97 Электрическая энергия. Совместимость технических средств электромагнитная. Нормы качества электрической энергии в системах электроснабжения общего назначения (Таблица 2). ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 50 1. Спосіб формування квазісинусоїдальної вихідної напруги у мостовому інверторі як різниці змінних напруг від двох керованих напівмостових перетворювачів, кожну з яких створюють шляхом перетворення постійної напруги живлення в широтно-імпульсну послідовність, котру 5 UA 120400 U 5 10 модулюють сигналом керування за знакозмінним законом частково, лише на інтервалах формування фронтів, а на інтервалах формування вершин фіксують в одному із статичних станів, і виділяють за допомогою фільтрації напругу обвідної, що відповідає закону модуляції, який відрізняється тим, що обидві широтно-імпульсні послідовності модулюють сигналами керування за ідентично змінними в часі функціями, причому фази сигналів керування зсовують одну відносно одної на кут 2/3 радіан, а найменшу тривалість інтервалів формування фронтів встановлюють з умови селективного придушення гармоніки, ближчої до основної, або отримання мінімального вмісту гармонік у вихідній напрузі. 2. Спосіб за п. 1, який відрізняється тим, що модулюють на інтервалах формування фронтів за лінійною функцією часу, а відносну тривалість інтервалів встановлюють рівною /5 (0,628) радіан. 3. Спосіб за п. 1, який відрізняється тим, що модулюють на інтервалах формування фронтів за синусоїдальною функцією часу, а відносну тривалість фронтів встановлюють рівною 3/10 (0,942) радіан. 6 UA 120400 U 7 UA 120400 U 8 UA 120400 U 9 UA 120400 U Комп’ютерна верстка М. Мацело Міністерство економічного розвитку і торгівлі України, вул. М. Грушевського, 12/2, м. Київ, 01008, Україна ДП “Український інститут інтелектуальної власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 10