Спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача

Реферат: UA 78600 U UA 78600 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Корисна модель належить до електротехніки, а саме - до перетворювальної техніки, і може бути використана в транзисторних перетворювачах частоти для індукційного нагрівання металів. Відомий спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача, побудованого з некерованого випрямляча та мостового транзисторного інвертора напруги, навантаженого на послідовний резонансний контур з індукційним навантаженням, який полягає в тому, що формують пряму і зворотну півхвилі напруги на навантаженні за рахунок зміни частоти управління транзисторного інвертора напруги [Способы регулирования тока транзисторного инвертора напряжения с последовательным резонансным контуром на выходе / Н.Н. Юрченко, П.Н. Шевченко, В.Я. Гуцалюк [та ін.] // Технічна електродинаміка. Тем. вип. "Силова електроніка та енергоефективність" - 2002. - Ч. 1. - С. 79-81]. Недоліком цього способу регулювання вихідної напруги перетворювача є необхідність зміни частоти управління транзисторним інвертором напруги в широкому діапазоні, межа якого може вийти за допустимі межі та наявність динамічних втрат при вимкненні транзисторів. Іншим відомим способом регулювання вихідної напруги перетворювача, побудованого з некерованого випрямляча, імпульсного регулятора постійної напруги та мостового транзисторного інвертора напруги, навантаженого на послідовний резонансний контур з індукційним навантаженням, є спосіб, який полягає в тому, що формують пряму і зворотну півхвилі напруги на навантаженні за рахунок регулювання вихідної напруги імпульсного регулятора з фазовим автоматичним підстроюванням частоти управління в транзисторному інверторі напруги на власну частоту послідовного резонансного контуру [Источник высокочастотного тока для установок индукционных технологий / Н.Н. Юрченко, П.Н. Шевченко, В.Я. Гуцалюк, И.О. Слесаревский // Технічна електродинаміка. Тем. вип. "Силова електроніка та енергоефективність" - 2000. - Ч. 2. - С. 22-23]. Недоліком цього способу регулювання вихідної напруги перетворювача є необхідність в імпульсному регуляторі постійної напруги та системи фазового автоматичного підстроювання частоти управління в транзисторному інверторі напруги. Аналогічним за призначенням і задачею корисної моделі є спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача, який полягає в тому, що формують пряму та зворотну півхвилі напруги в резонансному контурі на індукційному навантаженні за допомогою мостового транзисторного інвертора за рахунок широтно-частотного способу регулювання, при якому включення всіх транзисторів інвертора завжди здійснюють при нульовому струмі та, зсуваючи момент їх вимкнення на певний кут відносно переходу струму навантаження через нуль, здійснюють регулювання вихідної напруги [Частотный и широтно-частотный способы регулирования транзисторным инвертором напряжения с последовательным резонансным контуром на выходе / В.Я. Гуцалюк, П.Н. Шевченко, І.О. Слесаревский, П.Ю. Герасименко // Технічна електродинаміка. - 2006. - № 6. - С. 25-29]. Недоліком цього способу регулювання вихідної напруги перетворювача є те, що через перемикання транзисторів відбувається при значно великому струмі навантаження, що призводить до динамічних втрат і як наслідок - до необхідності застосування демпфіруючих кіл. Задачею корисної моделі є удосконалення способу регулювання транзисторним перетворювачем, який забезпечить регулювання вихідної напруги в широкому діапазоні з найменшими динамічними втратами в транзисторах інвертора, завдяки якому розширяться функціональні та експлуатаційні можливостей використання транзисторного перетворювача частоти для індукційного нагрівання металів. Поставлена задача вирішується тим, що в способі регулювання вихідної напруги перетворювача, який полягає в тому, що формують пряму та зворотну півхвилі напруги в резонансному контурі на індукційному навантаженні за допомогою мостового транзисторного інвертора, згідно з корисною моделлю, включення всіх транзисторів інвертора та вимкнення тільки другого і четвертого транзисторів завжди здійснюють синхронно з моментами переходів вихідної напруги через нуль, а за рахунок зміни коефіцієнта заповнення імпульсів керування тільки першим і третім транзисторами здійснюють регулювання вихідної напруги. На Фіг. 1 наведена функціональна схема перетворювача з системою управління, яка реалізує запропонований спосіб регулювання вихідної напруги. На Фіг. 2 наведені часові діаграми імпульсів керування транзисторами інвертора, що пояснюють принцип регулювання та формування вихідного струму та напруги при коефіцієнті заповнення імпульсів керування D = 0,3 (Фіг. 2,а), D = 0,5 (Фіг. 2,б) та D = 0,7 (Фіг. 2,в) в сталому режимі. На Фіг. 3 приведена регулювальна характеристика перетворювача. Перетворювач (Фіг. 1) містить мостовий інвертор, побудований на чотирьох транзисторах 1, 2, 3 та 4, який живиться через позитивний « + » та негативний « - » входи інвертора від джерела 1 UA 78600 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 постійної напруги UЖИВ. Між першим 1 та другим 2 транзисторами, а також між третім 3 та четвертим 4 транзисторами додатково введені відповідно два накопичувальних дроселя 5 та 6. Між накопичувальними дроселями 5, 6 та емітерами першого 1 та третього 3 транзисторів додатково під'єднані катодами відповідно два зворотних діода 7 та 8, а їх аноди до негативного «-» входу інвертора. Між точками з'єднання накопичувальних дроселів 5, 6 та колекторів другого 2 та четвертого 4 транзисторів підключено послідовно з'єднані комутуючий дросель 9 та вихідні виводи інвертора, до яких підключається паралельний резонансний контур навантаження 10, утворений індукційним нагрівачем і конденсатором, що компенсує. Індуктивність дроселя 9 може включати як індуктивність самостійного елемента, так і представляти собою індуктивність з'єднувальних шин, навантажувального трансформатора, що узгоджує (при його використанні) або комбінацію вказаних індуктивностей. Перший транзистор 1, додатково введені та відповідно підключені зворотний діод 7 і накопичувальний дросель 5, а також третій транзистор 3, додатково введені та відповідно підключені зворотний діод 8 і накопичувальний дросель 6 утворюють між собою імпульсні регулятори. До вихідних виводів інвертора підключено датчик напруги 11, вихід якого подається до системи управління на компаратори 12 та 13, які контролюють моменти переходу вихідної напруги через нуль. Виходи першого компаратора 12 та другого 13 під’єднані відповідно до першого 14 та другого 15 генераторів пилоподібної напруги та до входів вузлів формування 16 та 17 моменту включення транзисторів 2, 3 та 1, 4. На другий вхід вузла формування 16 під'єднано вихід вузла пуску 18, який формує сигнал UПУСК для запуску інвертора. Виходи першого 14 та другого 15 генераторів пилоподібної напруги з'єднані відповідно з входами першого 19 та другого 20 вузлів порівняння та відповідно з входами вузлів формування 21 та 22 моментів вимикання транзисторів 2 та 4. На другі входи вузлів порівняння 19 та 20 одночасно подається керуючий сигнал UЗАД, що задає коефіцієнт заповнення імпульсів керування D, від якого залежить значення вихідної напруги. Виходи вузлів порівняння 19 та 20 під’єднані відповідно до входів вузлів формування 23 та 24 моментів вимикання транзисторів 3 та 1. Виходи вузлів формування моментів включення 16 та вимкнення 21, 23 під’єднані до відповідних входів вузла формування 25 імпульсів керування транзисторами 2 та 3. Виходи вузлів формування моментів включення 17 та вимкнення 22, 24 під’єднані до відповідних входів вузла формування 26 імпульсів керування транзисторами 1 та 4. Виходи вузлів формування імпульсів керування 25 та 26 підключені до керуючих входів відповідних транзисторів 1, 2, 3 та 4. Спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача здійснюється наступним чином. Перед включенням перетворювача до системи управління на вузли порівняння 19 та 20 надходить сигнал завдання UЗАД, відповідний заданому коефіцієнта заповнення D, який відповідає певному значенню вихідної напруги. Після цього здійснюють включення перетворювача, в результаті чого на позитивний «+» та негативний «-» входи інвертора подається живлення від джерела постійної напруги UЖИВ. Далі вузлом пуску 18 формується сигнал UПУСК, який надходить на перший вхід вузла формування 16 моменту включення транзисторів 2 та 3, на виході якого формується сигнал USET 2,3 який подається на перший вхід вузла формування імпульсів керування 25 транзисторами 2 та 3. За фронтом сигналу USET 2,3 в момент часу t1 на обох виходах вузла формування імпульсів керування 25 одночасно формуються перші імпульси керування uК2 та uK3, які відкривають відповідно транзистори 2 та 3. В результаті цього відбувається запуск інвертора, а по утвореному колу «+» - 3 - 6 - 10 - 9 - 2 - «» - «+», завдяки невеликій індуктивності накопичувального дроселя 6 через відкриті транзистори 2, 3 та через комутуючий дросель 9 формується вихідний струм інвертора і 9, що живить паралельний резонансний контур навантаження 10, в якому починає формуватися позитивна синусоїдальна півхвиля вихідноїнапруги u10. В результаті на виході датчика напруги 11 формується сигнал зворотного зв'язку UH пропорційний позитивній півхвилі вихідної напруги u10, який подається в систему управління одночасно на перший 12 та другий 13 компаратори. В результаті на виході компараторів 12 та 13 формуються протифазні прямокутні імпульси, при цьому фронти та зрізи цих імпульсів синхронізовані з моментами переходу вихідної напруги через нуль. Так з появою, на виході датчика напруги 11, позитивної півхвилі сигналу зворотного зв'язку UH на виході компаратора 12 формується негативний, а на виході компаратора 13 формується позитивний прямокутні імпульси. Сформований негативний прямокутний імпульс на виході компаратора 12 запускає перший генератор пилоподібної напруги 14, в результаті чого на його виході формується сигнал пилоподібної форми, причому час наростання цього сигналу відповідає тривалості позитивної півхвилі сигналу зворотного зв'язку UH. А сформований позитивний імпульс на виході 2 UA 78600 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 компаратора 13 блокує другий генератор пилоподібної напруги 15, в результаті за цей час на його виході сигнал пилоподібної форми відсутній. Далі сигнал з виходу генератора 14 надходить на один з входів першого вузла порівняння 19, а на другий його вхід подається керуючий сигнал UЗАД, відповідний заданому коефіцієнту заповнення D. В результаті на виході першого вузла порівняння 19 в момент зрівняння цих сигналів формується сигнал низького рівня, який подається на вхід вузла формування 23 моменту вимикання транзистора 3, на виході якого формується сигнал URES 3, який подається на другий вхід вузла формування імпульсів керування 25. За фронтом сигналу URES 3 в момент часу t2 на першому виході вузла формування імпульсів керування 25 зникає імпульс керування uК3. В результаті цього транзистор 3 закривається і енергія, що накопичилася в дроселі 6, починає скидатися через зворотний діод 8 вже по іншому колу побудованого з елементів 8 - 6 - 10 - 9 - 2 - 8. Струм в цьому колі та відповідно вихідний струм інвертора і9 через комутуючий дросель 9 починає зменшуватися і спадає до нульового значення раніше, ніж напруга на вихідних виводах інвертора u10 перейде через нульове значення (Фіг. 2). Далі сигнал з генератора пилоподібної напруги 14 продовжує надходити на вхід вузла формування 21 моменту вимикання транзистора 2, де відбувається порівняння цього сигналу з уставкою, яка задає невеликий час випередження моменту переходу вихідної напруги через нульове значення (час t4). В результаті на його виході формується сигнал URES 2, який подається на третій вхід вузла формування імпульсів керування 25. За фронтом сигналу URES 2, в момент часу t3, на другому виході вузла формування імпульсів керування 25 зникає імпульс керування uК2. В результаті чого транзистор 2 закривається, а з моменту часу t3 до t4 формується пауза для надійного комутаційного режиму транзисторів інвертора. Таким чином, за час t1 - t4 формується позитивна півхвиля вихідного струму інвертора і9, яка через комутуючий дросель 9 живить паралельний резонансний контур навантаження 10, в якому формується позитивна синусоїдальна півхвиля вихідної напруги u10. Отже в момент часу t4 напруга на виході інвертора досягає нульового значення, перший 12 та другий 13 компаратори це фіксують і значення сигналів на їх виходах змінюються на протилежні. Сформований негативний прямокутний імпульс з компаратора 13 поступає на вхід вузла формування 17 моменту включення транзисторів 1 та 4, в результаті на його виході по зрізу цього імпульсу формується сигнал USET 1,4 який подається на перший вхід вузла формування імпульсів керування 26 транзисторами 1 та 4. За фронтом сигналу USET 1,4 в момент часу t4 на обох виходах вузла формування імпульсів керування 26 одночасно формуються наступні імпульси керування uК1 та uK4, які відкривають відповідно транзистори 1 та 4. В результаті утворюється інше коло «+» - 1 - 5 - 9 - 10 - 4 - «-» - «+», по якому завдяки невеликій індуктивності накопичувального дроселя 5 через відкриті транзистори 1, 4 та через комутуючий дросель 9 формується вихідний струм інвертора і9 в протилежному напрямку, який знову живить паралельний резонансний контур навантаження 10. Завдяки резонансним властивостям цього контуру починає формуватися негативна синусоїдальна півхвиля вихідної напруги u10. В результаті на виході датчика напруги 11 знову формується сигнал зворотного зв'язку UH пропорційний негативній півхвилі вихідної напруги u10. Так з появою на виході датчика напруги 11 негативної півхвилі сигналу зворотного зв'язку UH в момент часу t4 на виході компаратора 12 формується позитивний, а на виході компаратора 13 формується негативний прямокутні імпульси. Сформований позитивний імпульс на виході компаратора 12 блокує перший генератор пилоподібної напруги 14, в результаті на його виході за цей час сигнал пилоподібної форми відсутній. По зрізу негативного прямокутного імпульсу на виході компаратора 13, в момент часу t4, запускається другий генератор пилоподібної напруги 15, в результаті чого на його виході формується сигнал пилоподібної форми, причому час наростання цього сигналу також відповідає тривалості негативної півхвилі сигналу зворотного зв'язку UH. Далі цей сигнал надходить на один з входів другого вузла порівняння 20, а на другий його вхід подається керуючий сигнал UЗАД, відповідний заданому коефіцієнту заповнення D. В результаті на виході вже вузла порівняння 20 в момент зрівняння цих сигналів формується сигнал низького рівня, який подається на вхід вузла формування 24 моменту вимикання транзистора 1, на виході якого формується сигнал URES 1, який подається на другий вхід вузла формування імпульсів керування 26. За фронтом сигналу URES 1 в момент часу t3 на першому виході вузла формування імпульсів керування 26 зникає імпульс керування uK1. В результаті чого транзистор 1 закривається і енергія, що накопичилася в дроселі 5, починає знову скидатися через зворотний діод 7 вже по іншому колу, побудованому елементами 7 - 5 - 9 - 10 - 4 - 7. Струм в цьому колі та відповідно вихідний струм інвертора і9 через комутуючий дросель 9 починає зменшуватися і спадає до нульового значення також раніше, ніж напруга на вихідних виводах інвертора u10 перейде через нульове значення (Фіг. 2). Далі сигнал з генератора пилоподібної напруги 15 продовжує 3 UA 78600 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 надходити на вхід вузла формування 22 моменту вимикання транзистора 4, де відбувається порівняння цього сигналу з уставкою, яка задає невеликий час випередження моменту переходу вихідної напруги через нульове значення (час t7). В результаті на його виході формується сигнал URES 4, який подається на третій вхід вузла формування імпульсів керування 26. За фронтом сигналу URES 4, в момент часу t6, на другому виході вузла формування імпульсів керування 26 зникає імпульс керування uK4. В результаті чого транзистор 4 закривається, а з моменту часу t6 до t7 формується пауза для надійного комутаційного режиму транзисторів інвертора. Таким чином, за час t4 - t7 формується негативна півхвиля вихідного струму інвертора і9, яка через комутуючий дросель 9 знову живить паралельний резонансний контур навантаження 10, в якому формується вже негативна синусоїдальна півхвиля вихідної напруги u10. Отже, завдяки сформованому в комутуючому дроселі 9 змінному вихідному струму і9 живиться паралельний резонансний контур навантаження 10, що підключений до вихідних виводів інвертора, на яких формується синусоїдальна напруга u10. Далі процес формування вихідного струму і9 в дроселі 9 та вихідної напруги u10 повторюється. Таким чином удосконалено спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача завдяки включенню всіх транзисторів інвертора та вимкненню тільки другого 2 і четвертого 4 транзисторів синхронно з моментами переходів вихідної напруги u10 через нуль, а за рахунок змінення значення керуючого сигналу UЗАД, що задає необхідний коефіцієнт заповнення D імпульсів керування uK1 та uK3 транзисторами 1 та 3 від 0,02 до 0,95, який визначається як t D  імп (1) 0,5  T де t імп - час імпульсу, протягом якого відкриті транзистори 1 та 3; T - період слідування імпульсів керування. забезпечується глибоке регулювання середнього значення вихідного струму і 9 інвертора, що призводить до регулювання вихідної напруги в широкому діапазоні. Завдяки утвореним на базі першого 1 та третього 3 транзисторів інвертора двом імпульсним регуляторам з додатково введених накопичувальних дроселів 5, 6 і зворотних діодів 7, 8 та відповідному підключенню паралельного резонансного контуру навантаження 10 та алгоритму роботи системи управління, яка реалізує запропонований спосіб регулювання, включення транзисторів 1, 3 відбувається при нульовому струмі, а вимкнення при нульовій напрузі, при цьому включення та вимкнення транзисторів 2 та 4 відбувається при нульовому струмі та при нульовій напрузі, що призводить до зниженню динамічних втрат в транзисторах інвертора при регулюванні вихідної напруги. На Фіг. 3 приведені регулювальні характеристики перетворювача. З графіку на (Фіг. 3) видно, що починаючи з коефіцієнта заповнення D = 0,35 і до 0,95 амплітудне значення вихідної напруги u10m перевищує значення постійної напруги живлення UЖИВ, так при максимальному D = 0,95 напруга u10m може досягати рівня 1,3·UЖИВ. Даний спосіб регулювання, що забезпечує такий діапазон значень вихідної напруги розширює функціональні та експлуатаційні можливостей використання транзисторного перетворювача частоти для індукційного нагрівання металів і дозволяє використовувати інвертор в установках індукційної плавки металів з різними індукторами, де є потреба глибокого регулювання потужності, яка передається до індукційного нагрівача. Таким чином регулювання вихідної напруги в широкому діапазоні з найменшими динамічними втратами в транзисторах інвертора є отриманим технічним результатом, обумовленим новими елементами в схемі інвертора, порядком їх включення і запропонованим алгоритмом роботи системи управління, тобто є відмітними ознаками корисної моделі. ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 50 55 Спосіб регулювання вихідної напруги перетворювача, який полягає в тому, що формують пряму та зворотну півхвилі напруги в резонансному контурі на індукційному навантаженні за допомогою мостового транзисторного інвертора, який відрізняється тим, що включення всіх транзисторів інвертора та вимкнення тільки другого і четвертого транзисторів завжди здійснюють синхронно з моментами переходів вихідної напруги через нуль, а за рахунок зміни коефіцієнта заповнення імпульсів керування тільки першим і третім транзисторами здійснюють регулювання вихідної напруги. 4 UA 78600 U 5 UA 78600 U 6 UA 78600 U Комп’ютерна верстка В. Мацело Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 7