Гідроакустичний пристрій моніторингу морських трубопроводів

Відліки R(v,δ) що перевищили поріг, відображаються на індикаторі в координатах R(v,δ)×v для Δ альтернатив по дальності. 5.2. Цифрова обробка шумових сигналів. У кожному v-му періоді дискретизації Δt процесор первинної, просторово-часової обробки луна-сигналів 32 виконує: - стабілізацію кругової бази, інтерполяційним формуванням відліків s[μ,Ψ,v] у М «фантомних» вузлах μ(Ψ) за їх значеннями χ(m,v) у М фізичних приймачах. s, , v   45 2 ; (51) 2 2 При V≈10 м/сек; с≈1500 м/сек; 1-V /с ≈1; (52) 2 Δxq,δ=2·[Dq,δ·(V/С)-(xq-L)·(V/c) ] Ă(δ,q)=ехр{-і·Ω·{Dq,δ+D[xq,δ-Δхq,δ]}/с}; (53) 2 Ă(δ,q)=ехр{-і·2·Ω·{Dq,δ+Dq,δ·V/с-(хq-L)·(V/с) ]/с}; (54) Нδ=Но+δ·DH; Нδ - відстань по нормалі між антеною і лінійною ділянкою трубопроводу; L - координата розсіювача на трубопроводі. При несфокусованому прийомі Ă(δ,q)≡1. масив N×Δ відліків {Rv,δ} видається в ЕОМ управління, відображення 36. ЕОМ управління, відображення 36 в кожному масиві відліків {Rv,δ} виконує - обчислення середньоквадратичного за N відліками {Rv,δ} значення завади ζгл.бо. Δ. ERv,   гл.бо.  35  2 1/ V  1  V / c   гл. бо.   N1    30  2  Dq, / V  c  x q  L / c 2  k, ,m m, v  m ; m=0,. М-1; μ=0,. М-1; (58) - формування комплексних, фазованих відліків широкосмугових, канальних луна-сигналів Ŭш(jорт,Δμ,v) одиничного променя - jорт, ортогонального до заданого напряму руху, компенсованим сектором стабілізованої дуги цифровим, нерекурсивним фільтром Δn-го порядку з комплексною імпульсною характеристикою ĥ.ш(Δμ,Δv) у ковзному часовому вікні на середній проміжній частоті луна-сигналів ωo.г.л. 11 UA 101047 C2  Uш  j, , v   ˆ h ш m, v   smodjорт   m,M , v  n  1  v v  ; (59) Δv=0,..Δn-1; Δm=0,. M/2-1; jорт=0; ˆ hш , v   expi  o.ш  v  n  1 / 2  t  о.ш.  о / с   cos  5 10 sinDш / 2  v  n  1 / 2  t  o / c   cos Dш / 2  v  n  1/ 2 t  o / c   cos ; (29)  - відносний номер приймального каналу у промені; ()=2/М; о.ш. - середня частота преселектора шумового сигналу високої частоти; с - швидкість звуку в середовищі; o.ш - середня частота фільтра шумового сигналу проміжної частоти; о=[+(+o/2]/2 - середній радіус приймальної, кругової антени. - формування вихідних відліків ŷш(jорт,v) стабілізованого joрт-го променя в ковзному часовому вікні   ˆ yш jорт , v  Dm 1   BmU j ш орт  m, v  ; m=0,.. M/2-1; jорт=M/2-1; (61) де: М/2- число каналів прийому, що формують один промінь. - некогерентне накопичення модулів відліків шумового сигналу |ŷш(jорт,v)| в jорт-му промені за ΔN періодів дискретизації m 15   ш jорт , n  N1  ˆ  y j ш орт ,  1  N  v  ; v=0,..N-1; (62) Сформовані процесором первинної просторово-часової обробки шумових сигналів 32 v 20 25 відліки огинаючої шумового сигналу jорт-го променя ш jорт ,n надходять в процесор вторинної просторової обробки шумових сигналів 34. Процесор вторинної просторової обробки шумових сигналів 34 послідовно формує масиви відліків огинаючої шумового сигналу jорт-го променя { ш jорт ,I,n )}у Λ точках траєкторії, що не перекриваються з кроком Dx=ΔN·Δt·V. Масиви відліків відомої діаграми направленості {rш(n-ΔL)}, відліків огинаючої шумового сигналу joрт-го променя у Λ точках траєкторії {υш.б.о.(jорт,n)/Δθ} утворюють квадратну матрицю коефіцієнтів ||аш.n,L|| i вектор - стовпець ||wш.бо.,n|| правої частини лінійної системи рівнянь (8) для визначення масиву відліків інтенсивності шумового акустичного поля на вході прийомної антени {уш.б.о.ΔL}. a ш.n, L  y ш.б.о.L  Wш.б.о., n ; ΔL=0,. Λ-1 n=0,. Λ-1; (63) aш.n,ΔL=rш(n-ΔL); wш.б.о.,n=υш(jopт,n)/Δθ; L rш n  L   30 35 ˆ h ш , o, n  exp i  о.ш  n  t  .о.ш  о / с   cosjорт  m n  L  n  ; (64) α(joрт+Δm)=Δα·(joрт+Δm); β(n-ΔL)=Δβ·(n-ΔL); Δα=2·π/DM; Δβ=2·π/L; Δm=0,.M/2-1; Процесор вторинної просторової обробки шумових сигналів 34 розв'язує систему рівнянь типу згортки (31) щодо розподілу інтенсивності шумового акустичного поля уздовж траєкторії уш.б.о.ΔL - частотним методом на основі теореми Релея про спектр згортки з регуляризацією Лаврентьева [2] і виконує при цьому: - обчислення дискретного перетворення Фур'є на масиві відліків {wш.б.о.n} w ˆ Wш.б.о.   i  2      n /   ш.б.о.n  exp ; n=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1; (65) - обчислення відліків інтенсивності шумового акустичного поля уздовж траєкторії {yш.б.о.n} через зворотне перетворення Фур'є n yш.б.о.n  40    Rш..  r ш. ˆ Wш.б.о.  expi  2      n /    Rш.   ; n=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1; (66) k   exp i  2    k   / M k ; Δk=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1; (67) Δk=mod(|n-ΔL|, Λ); 12 UA 101047 C2  5 { Rш.. } - заздалегідь розрахований комплексний спектр відомої діаграми направленості rш(n-ΔL) в пам'яті процесора 34. -4 ε=10 - параметр регуляризації. Масив відліків {yш.б.о.n} видається в процесор управління, відображення 36. Процесор управління, відображення 36 в кожному масиві відліків {yш.б.о.n} виконує: - обчислення середньоквадратичного по Λ відліках {yш.б.о.n} значення перешкоди ζш.б.о. ш.б.о. 10     1      n   yш.б.о.n    1       n  yш.б.о.n    1 2 2     ; (68) - обчислення адаптивного порогу П ш.б.о. Пш.б.о.=П0·ζш.б.о.; (69) - порогову oбробку масиву відліків {yш.б.о.n} Eyш.б.о.n  ш.б.о.   1 yш.б.о.n  ш.б.о.  0; ; 0; yш.б.о.n  ш.б.о.  0; 15 20 25 30 35 (70) Відліки yш.б.о.n, що перевищили поріг, відображаються на індикаторі в координатах yш.б.о.n×n. Збільшення вірогідності точного виявлення щодо прототипу з аналогічними хвильовими розмірами приймальної антени і параметрами первинної просторово-часової обробки забезпечується когерентним, некогерентним «стисненням» променя з одночасним прийомом луна- і шумових сигналів при виявленні об'єктів з власним акустичним полем і досягається шляхом: - реалізації принципу безперервної луна-локації, що забезпечує його поєднання з режимом шумопеленгування; - забезпечення відстроювання від завади прямого випромінювання в каналах прийому шумових сигналів, яка складає ~100 дБ і реалізується рознесенням діапазонів шумопеленгування і луна-локації та високовибірковою частотною фільтрацією на високій і проміжній частоті; - відстроювання від завади прямого випромінювання в каналах прийому луна-сигналів яка складає ~100 дБ реалізується дипольною, у вертикальній площині з «нулем» на випромінювач, діаграмою спрямованості бінарної кругової решітки, розташованої в зоні Фраунгофера випромінювача, «Нуль» діаграми формується обчисленням різниці сигналів акустичних приймачів бінарної кругової решітки, розташованих на одному радіусі і зміщених уздовж радіуса на половину довжини хвилі - λо/2; - забезпечення просторової вибірковості (завадостійкість в ізотропному полі), яка збільшена щодо одиночного променя синфазної решітки прототипу за рахунок «відновлення» кутового, амплітудного спектра акустичних шумових і луна-сигналів на вході приймальної антени по відомій діаграмі направленості і апаратному кутовому спектру на виході сформованих променів в статичному режимі та «відновленням» лінійного розподілу інтенсивності шумових і лунасигналів на вході приймальної антени уздовж траєкторії по відомій діаграмі направленості і траєкторному сигналу на виході променя в режимі бічного огляду процесорами вторинної просторової обробки. Коефіцієнт концентрації променя адитивної антени, що визначає завадостійкість в ізотропному полі, дорівнює K  4 / 40 45 50   r ,  sin   d  d  4   /  r верт  sin   d r гор  d 2 2 2 ,    (71) 2 2 2 r (θ,θ)=r верт(θ)·r гор (θ) (72) Виграш в завадостійкості В при когерентному синтезі апертури в режимі бічного огляду дорівнює відношенню коефіцієнтів концентрації пропонованого технічного рішення і прототипу В=Ксинт/Кпрот; (73) Через те, що діаграми направленості вертикальних лінійок однакові, виграш В визначається відношенням коефіцієнтів концентрації горизонтальних лінійок. Інтерполяційним формуванням фантомних приймачів променя бічного огляду на колі можна перейти від еквідистантного по дузі - нееквідистантного на лінії рівних фаз до нееквідистантного по дузі -еквідистантному на лінії рівних фаз розподілу приймачів. Коефіцієнт концентрації лінійної дискретної еквідистантної антени дорівнює [4] 13 UA 101047 C2   K  M  1    Mсинт B  p   M  p  sin 2  p    b  1  / 2  p    b  1           1     М    1     М Mпроп синт    1  1  p   sin 2  p    bсинт   1 ; р=1, М-1; (74) / 2  p    b синт 1  р прот   q  sin 2  q    bпрот   / 2  p    b прот q 1              1 1 ; (75) p=1,. Мсинт; q=,. Мпрот -1 -1 Наприклад, для Мсинт=64; Мпрот=8; bсинт·λ =bпрот·λ =1/2 Mсинт B 5    1      Mпрот  1    15 20 25 30 синт p  1 1   Mпрот  q 0  Mcиин 8 Мпрот   q (76) Вірогідність правильного виявлення D є функцією відносного порогу uо, відношення сигнал завада qo по напрузі і дорівнює [5] Du0 , qo   10  M    р   0   1 2    exp t / 2 dt 2 u o q o ; (77) -6 При вірогідності помилкових тривог F=10 , початковому відношенні сигнал-завада qo=2.5 -6 вірогідність правильного виявлення складає D[uo(F=10 ), qo=2.5]≈0,01. За рахунок стискання променя на синтезованій апертурі B=8, виграш по напрузі становить √ В=2,8 разу, і вірогідність правильного виявлення збільшується до D[uo(F=10-6), q=√ В·qo=7]≈0,98 [5] У випадку суміщення режимів шумопеленгування і луна-локації порівняння вихідних сигналів шумопеленгування та луна-локації з порогами - незалежні випробування з вірогідністю перевищення порогу хоч би одним з сигналів - D дорівнює [6] D=Dгл+Dшп-Dгл·Dшп (78) Dгл - вірогідність перевищення порогу вихідним луна-сигналом. Dшм - вірогідність перевищення порогу вихідним шумовим сигналом. Для Dгл=Dшп=0,49 D=0,74. Джерела інформації: 1. Антипов В.Н., Горяинов В.Т. и др. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны. М.: Радио и связь, 1988. 2. Верлань А.Ф., Сизиков В.С. Интегральные уравнения: Методы. Алгоритмы. Программы. К.: Наукова думка, 1986. - С. 223-323. 3. Придэм Р.Г., Муччи Р.А. Цифровой интерполяционный метод формирования пуча для низкочастотных и полосовых сигналов. / ТИИЭР. - Т.67 № 6. - 1979. - С. 29-48. 4. Евтютов А.П. Инженерные расчеты в гидроакустике. Судостроение, 1988. - С. 19. 5. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М.: Радио и связь, 1983. - С. 244-245. 6. Гмурман В.Е. Теория вероятностей и математическая статистика. М.: Высшая школа, 1977. - С. 49. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 35 40 Гідроакустичний пристрій моніторингу морських трубопроводів, що включає тракт зондуючих сигналів, антенну систему, тракт попередньої обробки аналогових сигналів з М-каналами прийому і контролером автоматичного регулювання підсилювання (АРП), першу цифрову обчислювальну систему (ЦОС) обробки сигналів, другу ЦОС обробки сигналів, відображення даних і управління, який відрізняється тим, що тракт зондуючих сигналів виконано у вигляді синтезатора частот, підсилювача потужності, підключеного входом до виходу Зонд синтезатора частот, антенна система виконана у вигляді співвісних акустичного, кругового випромінювача, діаметром - dвипр, що дорівнює довжині хвилі - о на середній частоті випромінювання - fo, висотою - hвипр, що дорівнює довжині хвилі - о, з'єднаного входом з виходом підсилювача 14 UA 101047 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 потужності прийомної, кругової антени, що складається з М перших широкосмугових, лінійних, акустичних приймачів (m) висотою - hпр, розставлених рівномірно з кутовим кроком -  по колу радіуса -  такого, що при вибраних fo та М лінійна відстань між сусідніми акустичними приймачами менша від половини довжини хвилі - o, М других широкосмугових, лінійних, акустичних приймачів (m) висотою - hпp, суміщених по висоті з акустичними приймачами (m) і розставлених по колу радіусу, що дорівнює  плюс половина довжини хвилі - о, рівномірно з кутовим кроком -  на спільних з акустичними приймачами (m) радіусах, і віддалених нижнім зрізом щодо верхньої площини акустичної, кругової, випромінюючої антени по висоті на відстань - z, що дорівнює чотирьом довжинам хвилі o, при цьому у тракті попередньої обробки аналогових сигналів кожен з М каналів прийому виконано у вигляді підсилювача шумових сигналів, який виконано у вигляді суматора сигналів (m, t) та (m, t), преселектора шумових сигналів, регульованого підсилювача високої частоти (ВЧ) шумових сигналів, управляючий вхід якого об'єднано з управляючими входами регульованих підсилювачів ВЧ шумових сигналів інших каналів прийому і магістраллю АРП підключений до виходу контролера АРП, змішувача шумових сигналів ВЧ і першого гетеродинного сигналу, гетеродинний вхід якого Сигн. Гтр. 1 об'єднано з гетеродинними входами Сигн. Гтр. 1 змішувачів шумових сигналів ВЧ і першого гетеродинного сигналу інших каналів прийому і з'єднаний з виходом Гтр. 1 синтезатора частот, фільтра проміжної частоти (ПЧ) шумових сигналів, підсилювача ПЧ шумових сигналів, з'єднаних послідовно, підсилювача луна-сигналів, виконаного у вигляді віднімача, з'єднаного входом ″-″ з першим входом суматора підсилювача шумових сигналів і виходом широкосмугового, лінійного, акустичного приймача (m), входом ″+″ - з другим входом суматора підсилювача шумових сигналів і виходом широкосмугового, лінійного, акустичного приймача (m), преселектора лунасигналів, регульованого підсилювача ВЧ луна-сигналів, управляючий вхід якого об'єднаний з управляючими входами регульованих підсилювачів ВЧ луна-сигналів інших каналів прийому і магістраллю АРП підключений до виходу контролера АРП, змішувача луна-сигналів і другого гетеродинного сигналу, гетеродинний вхід якого Сигн. Гтр. 2 об'єднаний з гетеродинними входами Сигн. Гтр. 2 змішувачів луна-сигналів і другого гетеродинного сигналу інших каналів прийому і з'єднаний з виходом Гтр. 2 синтезатора частот, фільтра ПЧ луна-сигналів, підсилювача ПЧ луна-сигналів, з'єднаних послідовно, аналого-цифрового перетворювача (АЦП), підключеного першим і другим входами до виходів підсилювача шумових сигналів і підсилювача луна-сигналів, відповідно, регістра відліків шумових сигналів (m, v), регістра відліків луна-сигналів (m, v), входи яких об'єднані і підключені до виходу АЦП, при цьому вихід регістра відліків шумових сигналів (m, v) магістраллю шумових сигналів сполучений з першим входом каналу обміну, вихід регістра відліків луна-сигналів (m, v) магістраллю луна-сигналів сполучений з другим входом каналу обміну, крім того, перша ЦОС виконана у вигляді процесора первинної просторово-часової обробки шумових сигналів, підключеного входом даних до виходу цифрових шумових сигналів каналу обміну і процесора первинної просторовочасової обробки луна-сигналів, підключеного входом даних до виходу цифрових луна-сигналів каналу обміну, друга ЦОС виконана у вигляді процесора вторинної просторової обробки шумових сигналів, підключеного входом до виходу процесора первинної просторово-часової обробки шумових сигналів, процесора вторинної просторової обробки луна-сигналів, підключеного входом до виходу процесора первинної просторово-часової обробки лунасигналів, ЕОМ управління і відображення даних, з'єднаної входом даних магістраллю цифрових вихідних даних обробки з виходами процесора вторинної просторової обробки шумових сигналів, процесора вторинної просторової обробки луна-сигналів, входом управління з датчиком кутового положення антенної системи, а виходом - з магістраллю управління з управляючими входами синтезатора частот, контролера АРП, процесора первинної просторовочасової обробки шумових сигналів, процесора первинної просторово-часової обробки лунасигналів, процесора вторинної просторової обробки шумових сигналів, процесора вторинної просторової обробки луна-сигналів. 15 UA 101047 C2 16 UA 101047 C2 17 UA 101047 C2 18 UA 101047 C2 19 UA 101047 C2 20 UA 101047 C2 21 UA 101047 C2 Комп’ютерна верстка Д. Шеверун Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 22