Спосіб синхронізації циклів

1. Спосіб синхронізації циклів систем передачі даних блоками фіксованої довжини, що полягає в розпізнанні фази періодично повторюваної синхрокомбінації в суміші синхросигналу та шуму, який відрізняється тим, що число бітів в блоці даних Т вибирають рівним числу бітів синхрокомбінації, яка являє собою фазомодульований шумоподібний сигнал ФМШПС, в якому несучим сигналом є періодично повторювана псевдовипадкова послідовність ПВП1 з одним піком автокореляційної функції з числом бітів в періоді Т1, а модулюючим сигналом є періодично повторювана ПВП2 з одним піком автокореляційної функції і числом бітів в періоді Т2, при цьому отримують значення Т=Т1*Т2, за умови, що Т1 і Т2 взаємно прості числа. 2. Спосіб синхронізації циклів за п. 1, який відрізняється тим, що процедура визначення циклової C2 2 (11) 1 3 зації та зменшення часу входження в синхронізм при рівні шуму, що нижчий за пороговий. Відомий спосіб виділення маркеру циклової синхронізації, у якому вхідну послідовність двійкових символів перетворюють в паралельний код та порівнюють його з еталонною комбінацією маркеру, визначають кількість збігів для кожного з циклічних зрушень еталонного маркеру, після чого визначають часове положення максимуму збігів, який не повинен перевищувати певний поріг, і визначають величину фазової розбіжності між прийнятим з каналу та еталонним маркером [1]. Цей спосіб має низьку перешкодостійкість та великий час входження в синхронізм. Це обумовлено тим, що при інтенсивному шумі пошук комбінації маркеру необхідно повторювати при отриманні кожного біту прийнятої з каналу суміші, до тих пір поки не буде прийнята з каналу мало пошкоджена перешкодою синхрокомбінація. Відомий також спосіб виділення маркеру, у якому прийняту вхідну послідовність перетворюють в паралельний код та представляють як сукупність примикаючих одна до одної кодових груп. Для кожної з груп формують свій код збігів з відповідною групою символів еталонної комбінації маркеру. В результаті аналізу кодів збігів для кожної з груп символів виробляють сумарний код збігів вхідної послідовності та комбінації маркеру, після чого визначають наявність маркеру циклової синхронізації в даний момент часу [2]. Недоліком цього способу також являється недостатня швидкодія, оскільки пошук комбінації маркеру проводять при кожному зрушенні вхідної послідовності на один символ,, що потребує значних затрат часу. Найбільш близьким до запропонованого способу являється спосіб, у якому прийняту вхідну послідовність перетворюють в паралельний код та представляють як сукупність примикаючих одна до одної груп двійкових символів, порівнюють спочатку першу групу прийнятих символів з еталонною комбінацією символів маркеру, потім другу, котру порівнюють з кожним із зрушень еталонного маркеру, по фазі максимуму збігів якої і визначають значення фази розбіжності циклів [3]. Недоліком цього способу являється також висока складність, оскільки для отримання фаз окремих груп символів вхідної послідовності необхідно визначення великої кількості різних комбінацій символів та значний об'єм пам'яті запам'ятовуючого пристрою (ЗП) для зберігання фаз зрушень вхідної послідовності, а також невисока перешкодостійкість виділення маркеру циклової синхронізації. Мета винаходу - входження системи в синхронізм при підвищенні дозволеного значення рівня шуму (зниження порогу синхронізації), зменшення часу входження в синхронізм у надпороговому шумі. Для досягнення даної мети число двійкових символів в блоці даних, число символів синхропослідовності обирають рівним Т=Т1*Т2, де Т1 та Т2 взаємнопрості числа, при цьому синхропослідовність обирають як фазомодульований шумоподібний сигнал (ФМ ШПС), в якому несучим сигналом 93221 4 являється періодично повторювана псевдовипадкова послідовність (ΠΒΠ1) з періодом Т1, а модулюючим сигналом ПВП2 з періодом Т2, при цьому ПВП1 та ПВП2 мають один пік автокореляційної функції (наприклад, як у М-послідовності чи у послідовності Баркера). Це придає структурну збитковість синхропослідовності, стійкість до дії шуму. Хороші автокореляційні властивості синхропослідовності дозволяють застосувати двоетапний прийом прийнятої з каналу суміші синхропослідовності та перешкоди: - на першому етапі обраховують функцію взаємної кореляції (ВКФ) прийнятої з каналу суміші з місцевою еталонною ПВП1, по розташуванню піків якої визначають, а потім компенсують фазову розбіжність по ПВП1 та декодують прийняту ПВП2; - на другому етапі обраховують ВКФ прийнятої з каналу суміші (в якій циклічним зрушенням компенсовано фазову розбжність по ПВП1) з місцевою еталонною ПВП2, по розташуванню піків якої визначають, а потім компенсують фазову розбіжність по ПВП2. Досягаємий технічний результат - входження системи в синхронізм при підвищенні дозволеного значення рівня шуму (зниження порогу синхронізації), зменшення часу входження в синхронізм у надпороговому шумі. Запропонований спосіб виділення маркеру циклової синхронізації реалізується слідуючим чином. На передаючій станції формують синхропослідовність шляхом модуляції несучої ПВП1 модулюючим сигналом ПВП2. Наприклад, якщо ПВП1 комбінація 101(х2+1) з Τ 1=3, а ПВП2 - комбінація 11101(х4+х3+х2+1) з Т2=5, то синхропослідовність є комбінація 010010010101010(хІЗ+х10+х7+х5+х3+х) з Т=15. Вказані ПВП є послідовностями Баркера, автокореляційна функція яких має один пік і яка формує ФМШПС з базою сигналу b=Т2. Така база ШПС потенційно забезпечує енергетичний виграш P = 101gb = 101g5 = 6,9db. Вказана синхропослідовність з періодом Τ передається по каналу з шумом приймачу. Оскільки приймачу апріорно невідома фаза генераторів ПВП передаючої станції, то приймач, набираючи Τ біт з каналу, отримує зрушений і по фазі ПВП1, і по фазі ПВП2 сигнал. На першому етапі прийому обраховують ВКФ прийнятого набору з Τ біт та місцевої ПВП1. При цьому, якщо один з зрушень ПВП1 дає максимум збігів, то приймається рішення про визначення на цьому інтервалі величини фазової розбіжності. Якщо максимумів декілька або їх зовсім немає, то приймається рішення про не визначення фазової розбіжності. В цьому випадку процес розпізнання проводиться на слідуючому інтервалі «Т», де старші Т1 біт видаляються, а знову прийняті з каналу Т1 біт доповнюють виборку до Τ біт. Одночасно згідно знаку піка (пік ВКФ знаходиться в додатній півплощині (якщо несуча модульована символом «0») і в від'ємній півплощині (якщо несуча модульована символом «1») ) декодують ПВП2. На другому етапі обчислюють ВКФ прийнятого набору з Τ біт, в якому зкомпенсовано розбіжність по ПВП1 та місцевої ПВП2. Якщо один з зрушень ПВП2 дає максимум збігів, то приймається рішен 5 93221 ня про визначення на цьому інтервалі величини фазової розбіжності. Якщо максимумів декілька або їх зовсім немає, то приймається рішення про не визначення фазової розбіжності. В цьому випадку процес розпізнання проводиться на слідуючому інтервалі «Т», де старші Т1 біт видаляються, а знову прийняті з каналу Т1 біт доповнюють виборку до Τ біт. Процедура видалення та поповнення виборки повторюється до закінчення процедури синхронізації. Досягаємий технічний результат запропонованого способу: входження системи в синхронізм при Комп’ютерна верстка Л. Купенко 6 підвищенні дозволеного значення рівня шуму (зниження порогу синхронізації), зменшення часу входження в синхронізм у надпороговому шумі. Перелік джерел: 1. Стифлер Д.Д.. Теория синхронной связи. Μ.: Связь, 1975. - 420 с. 2. Патент Российской Федерации №2158483, МПК 7 Η 04 L 7/04, G 06 F 1/04, опубл. 2000. 3. Патент Российской Федерации №2231929, МПК 7 Η 04 L 7/04, G 06 F 1/04, опубл. 2004 Підписне Тираж 23 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601