Гармонійне перетворення на основі блока піддіапазонів, посилене перехресними добутками

Реферат: Даний винахід передбачає ефективну реалізацію високочастотної реконструкції (HFR), посиленої перехресними добутками, де нова складова із частотою Q+q генерується на основі існуючих складових із частотами  і Q+q. Винахід передбачає гармонійне перетворення на основі блока піддіапазонів, де часовий блок комплекснозначних дискретних значень піддіапазонів обробляється шляхом загальновідомої модифікації фаз. Суперпозиція декількох модифікованих дискретних значень дає результуючий ефект обмеження небажаних комбінаційних складових, за допомогою чого робиться можливим використання більш грубої роздільної здатності по частоті та/або меншого ступеня передискретизації. В одному з варіантів здійснення винаходу, винахід додатково містить віконну функцію, придатну для використання з HFR на основі блока піддіапазонів, посиленої перехресними добутками. Апаратний варіант здійснення винаходу може включати блок (101) аналізуючих фільтрів, конфігурований керуючими даними (104) модуль (102) обробки піддіапазонів і блок (103) синтезуючих фільтрів. UA 105988 C2 (12) UA 105988 C2 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 ОБЛАСТЬ ТЕХНІКИ Даний винахід належить до систем кодування джерел звукового сигналу, які застосовують спосіб гармонійного перетворення для високочастотної реконструкції (HFR) у процесорах цифрових ефектів, таких як ексайтери, які генерують гармонійне спотворення для додавання яскравості в оброблюваний сигнал, і в пристроях розтягування шкали часу, які збільшують тривалість сигналу зі збереженням спектрального складу. ПЕРЕДУМОВИ ВИНАХОДУ У документі WО 98/57436 концепція перетворення була встановлена як спосіб відтворення високочастотної смуги з низькочастотної смуги звукового сигналу. Шляхом використання цієї концепції можна одержати значну економію бітової швидкості передачі даних при кодуванні звукового сигналу. У системі кодування звукового сигналу на основі HFR сигнал з низькочастотною смугою пропускання передається в базовий кодер форми сигналу, і більш високі частоти регенеруються з використанням перетворення й додаткової допоміжної інформації, переданої з дуже низькою бітовою швидкістю передачі даних, яка описує цільову форму спектра на стороні декодера. Для низьких бітових швидкостей передачі даних, коли смуга пропускання базового кодованого сигналу є вузької, здобуває зростаючу важливість відтворення високочастотної смуги із приємними для сприйняття характеристиками. Гармонійне перетворення, визначене в документі WO №98/57436, дуже добре виконується для складного музичного матеріалу в ситуації з низькою частотою переходу. Принцип гармонійного перетворення полягає в тому, що синусоїда із частотою ω відображається в синусоїду із частотою Qφω, де Qφ більше 1 - ціле число, що визначає порядок перетворення. Для порівняння, HFR на основі модуляції сигналу з однієї бічною смугою відображає синусоїду із частотою ω у синусоїду із частотою ω+Δω, де Δω - фіксований зсув частоти. Для будь-якого даного базового сигналу з низькою смугою пропускання, у результаті перетворення SSB буде виникати артефакт дисонуючого дзвону. З метою досягнення найкращої можливої якості звукового сигналу способи високоякісної гармонійної HFR на сучасному рівні техніки використовують для досягнення необхідної якості звуку блоки комплексних модульованих фільтрів з дуже високою роздільною здатністю по частоті й високим ступенем передискретизації. Висока роздільна здатність необхідна для того, щоб уникнути небажаного інтермодуляційного спотворення, що виникає в результаті нелінійної обробки сум синусоїд. При достатній вузькості піддіапазонів високоякісні способи прагнуть до того, щоб у кожному піддіапазоні втримувалося не більш однієї синусоїди. Високий ступінь передискретизації за часом необхідний для того, щоб уникнути спотворень через недостатню частоту дискретизації, а певний ступінь передискретизації по частоті необхідний для того, щоб уникнути випереджальну луну для перехідних сигналів. Очевидним недоліком є, то що обчислювальна складність стає при цьому дуже високою. Інший загальновідомий недолік, пов'язаний з гармонійними перетвореннями, проявляється для сигналів з вираженою періодичною структурою. Ці сигнали являють собою суперпозиції гармонічно зв'язаних синусоїд із частотами Ω, 2Ω, 3Ω…., де Ω - основна частота. При гармонійному перетворенні порядку Qφ вихідні синусоїди мають частоти QφΩ, 2QφΩ, 3QφΩ…., що у випадку Qφ більше 1 являє собою сувору підмножину бажаного повного гармонійного ряду. Відносно результуючої якості звуку, як правило, буде сприйматися "паразитний" основний тон, що відповідає перетвореній основній частоті Q φΩ. Часто гармонійне перетворення приводить до "металевого" характеру звучання кодованого й декодованого звукового сигналу. У документі WO 2010/081892, який посиланням включається в даний опис, для звертання до розв'язку описаної вище проблеми "паразитного" основного тону у випадку високоякісного перетворення був розроблений спосіб перехресних добутків. Для заданої часткової або повної переданої інформації про значення основної частоти переважної гармонійної частини сигналу, що підлягає перетворенню з високою точністю, нелінійні модифікації піддіапазонів доповнюються нелінійними комбінаціями щонайменше двох різних аналізованих піддіапазонів, де відстані між індексами аналізованих піддіапазонів пов'язані з основною частотою. У результаті генеруються відсутні гармоніки перетвореного вихідного сигналу, що, однак, відбувається зі значними обчислювальними витратами. КОРОТКИЙ ОПИС ВИНАХОДУ Зважаючи на описані вище недоліки, що є в наявності, способів HFR метою даного винаходу є створення більш ефективної реалізації HFR, посиленої перехресними добутками. Зокрема, метою є створення зазначеного способу, який допускав би відтворення звукового сигналу з високою точністю за умови зниження обчислювальних витрат у порівнянні з наявними в доступі способами. Даний винахід досягає, щонайменше, однієї із цих цілей шляхом створення пристроїв і 1 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 способів згідно з незалежними пунктами формули винаходу. У першому аспекті винахід передбачає систему, сконфігуровану для генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із вхідного сигналу. Система містить: ● блок аналізуючих фільтрів, сконфігурований для одержання із вхідного сигналу деякої кількості Y сигналів аналізованих піддіапазонів, де кожний сигнал аналізованого піддіапазона включає ряд комплекснозначних аналізованих дискретних значень, кожне з яких має фазу й амплітуду; ● модуль обробки піддіапазонів, сконфігурований для визначення сигналу синтезованого піддіапазона виходячи з Y сигналів аналізованих піддіапазонів з використанням коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, де щонайменше один з коефіцієнтів Q і S більше одиниці, причому модуль обробки піддіапазонів включає: ○ екстрактор блоків, сконфігурований для: i) формування Y кадрів, що складаються із L вхідних дискретних значень, де кожний кадр виймається із зазначеного ряду комплекснозначних дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазона, і довжина кадра L більше 1; і ii) застосування величини стрибка блоку з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед формуванням наступного кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, за допомогою чого генерується послідовність кадрів вхідних дискретних значень; ○ модуль нелінійної обробки кадрів, сконфігурований для генерування на основі Y відповідних кадрів вхідних дискретних значень, сформованих в екстракторі блоків, кадра оброблюваних дискретних значень шляхом визначення фази й амплітуди для кожного оброблюваного дискретного значення кадра, де для щонайменше одного оброблюваного дискретного значення: i) фаза оброблюваного дискретного значення ґрунтується на відповідних фазах відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і ii) амплітуда оброблюваного дискретного значення ґрунтується на амплітуді відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і ○ модуль накладення й додавання, сконфігурований для визначення сигналу синтезованого піддіапазона шляхом накладення й додавання дискретних значень із послідовності кадрів оброблюваних дискретних значень; і ● блок синтезуючих фільтрів, сконфігурований для генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із сигналу синтезованого піддіапазона. Система може діяти при будь-якому позитивному цілочисловому значенні Y. Однак вона діє при, щонайменше, Y = 2. У другому аспекті винахід передбачає спосіб генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із вхідного сигналу. Спосіб включає: ● одержання із вхідного сигналу деякої кількості Y>2 сигналів аналізованих піддіапазонів, де кожний сигнал аналізованого піддіапазона включає ряд комплекснозначних аналізованих дискретних значень, кожне з яких має фазу й амплітуду; ● формування Y кадрів, що складаються із L вхідних дискретних значень, де кожний кадр виймається із зазначеного ряду комплекснозначних аналізованих дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазона, і довжина кадра L більше 1; ● застосування величини стрибка блоку з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед одержанням наступного кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, за допомогою чого генерується послідовність кадрів вхідних дискретних значень; ● генерування на основі Y відповідних кадрів вхідних дискретних значень кадра оброблюваних дискретних значень шляхом визначення фази й амплітуди для кожного оброблюваного дискретного значення кадра, де для щонайменше одного оброблюваного дискретного значення: ○ фаза оброблюваного дискретного значення ґрунтується на відповідних фазах відповідного вхідного дискретного значення щонайменше в одному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і ○ амплітуда оброблюваного дискретного значення ґрунтується на амплітуді відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; ● визначення сигналу синтезованого піддіапазона шляхом накладення й додавання дискретних значень із послідовності кадрів оброблюваних дискретних значень; і ● генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із сигналу синтезованого піддіапазона. 2 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Тут Y - довільне ціле число більше одиниці. Система згідно з першим аспектом діє для здійснення способу, щонайменше, для Y = 2. Третій аспект винаходу передбачає комп'ютерний програмний продукт, який включає машинозчитуваний носій даних (або інформаційний носій), у пам'яті якого зберігаються команди програмного забезпечення, призначені для того, щоб викликати виконання програмувальним комп'ютером способу згідно із другим аспектом. Винахід ґрунтується на розумінні того, що загальна концепція HFR, посиленої перехресними добутками, буде забезпечувати поліпшені результати тоді, коли обробляються дані, упорядковані в блоки, які складаються з комплексних дискретних значень піддіапазонів. Крім іншого, це уможливлює застосування до дискретних значень покадрового зсуву по фазі, що, як було виявлено, у деяких ситуаціях послабляє комбінаційні складові. Також можливе застосування регулювання амплітуди, що може приводити до схожих корисних ефектів. Реалізація посиленої перехресними добутками HFR згідно з винаходом включає гармонійне перетворення на основі блоку піддіапазонів, що може значно послабляти комбінаційні складові. Тому, незважаючи на збереження високої якості, що сприймається, може використовуватися блок фільтрів (такий як блок QMF-фільтрів) з більш грубою роздільною здатністю по частоті та/або меншим ступенем передискретизації. При обробці на основі блоку піддіапазонів часовий блок комплексних дискретних значень піддіапазонів обробляється шляхом загальновідомої модифікації фаз, а суперпозиція декількох модифікованих дискретних значень при формуванні вихідного дискретного значення піддіапазона дає сукупний ефект придушення комбінаційних складових, які інакше виникають тоді, коли сигнал вхідного піддіапазона складається з декількох синусоїд. Перетворення, засноване на обробці піддіапазона на основі блоку, має набагато меншу обчислювальну складність, ніж у перетворювачів з високою роздільною здатністю, і для багатьох сигналів досягає майже такої ж якості. Для мети даного розкриття відзначимо, що у варіантах здійснення винаходу, де Y>2, модуль нелінійної обробки використовує в якості вхідного сигналу Y "відповідних" кадрів вхідних дискретних значень у тому розумінні, що кадри є синхронними або майже синхронними. Наприклад, дискретні значення у відповідних кадрах можуть відноситися до проміжків часу, що мають значне перекривання за часом між кадрами. Термін "відповідні" також використовується відносно дискретних значень для вказівки того, що вони є синхронними або приблизно є такими. Крім того, термін "кадр" буде використовуватися взаємозамінно з терміном "блок". Відповідно, "величина стрибка блоку" може бути дорівнює довжині кадра (можливо, скоректованої відносно понижувальної дискретизації, якщо вона застосовується) або може бути менше довжини кадра (можливо, скоректованої відносно понижувальної дискретизації, якщо вона застосовується), і в цьому випадку послідовні кадри накладаються в тому розумінні, що вхідне дискретне значення може належати більш ніж одному кадру. Система необов'язково генерує кожне оброблюване дискретне значення в кадрі шляхом визначення його фази й амплітуди на основі фази й амплітуди всіх Y відповідних кадрів вхідних дискретних значень; без відступу від винаходу система може генерувати фазу та/або амплітуду деяких оброблюваних дискретних значень на основі меншої кількості відповідних вхідних дискретних значень або на основі тільки одного вхідного дискретного значення. В одному з варіантів здійснення винаходу, блок аналізуючих фільтрів являє собою блок квадратурних дзеркальних фільтрів (QMF), або блок псевдо-QMF, з будь-якою кількістю ланок і точок. Наприклад, він може являти собою 64-точковий блок QMF. Блок аналізуючих фільтрів також може вибиратися із класу віконних дискретних перетворень Фур'є або вейвлетперетворень. Переважно, блок синтезуючих фільтрів узгоджується із блоком аналізуючих фільтрів, будучи, відповідно, блоком зворотних QMF, блоком зворотних псевдо-QMF і т.д. Відомо, що зазначені блоки фільтрів можуть мати досить грубу роздільну здатність по частоті та/або відносно низький ступінь передискретизації. На відміну від поточного рівня техніки, винахід може здійснюватися з використанням зазначених відносно більш простих компонентів, необов'язково страждаючи від зниження якості на виході; таким чином, зазначені варіанти здійснення винаходу мають економічну перевагу перед поточним рівнем техніки. В одному з варіантів здійснення винаходу, для блоку аналізуючих фільтрів вірно одне або кілька наступних тверджень: ● крок аналізу за часом - ΔtA; ● рознесення аналізованих частот - ΔfA; ● блок аналізуючих фільтрів включає N>1 аналізованих піддіапазонів, що індексуються по індексу аналізованого піддіапазона n = 0,…, N-1; ● аналізований піддіапазон пов'язаний з однієї із частотних смуг вхідного сигналу. В одному з варіантів здійснення винаходу, для блоку синтезуючих фільтрів вірно одне або 3 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 кілька наступних тверджень: ● крок синтезу за часом – Δts; ● рознесення синтезованих частот – Δfs; ● блок синтезуючих фільтрів включає M>1 синтезованих піддіапазонів, що індексуються по індексу синтезованого піддіапазона m = 0,…, M-1; ● синтезований піддіапазон пов'язаний з однієї із частотних смуг сигналу, розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті. В одному з варіантів здійснення винаходу, модуль нелінійної обробки кадрів адаптовано для введення двох кадрів (Y = 2) з метою генерування одного кадра оброблюваних дискретних значень, і модуль обробки піддіапазонів включає модуль керування перехресною обробкою, призначений для генерування даних керування перехресною обробкою. Визначаючи кількісні та/або якісні характеристики обробки піддіапазонів таким чином, винахід домагається гнучкості й пристосовності. Керуючі дані можуть визначати піддіапазони (наприклад, що ідентифікуються по індексах), які відрізняються по частоті від основної частоти вхідного сигналу. Іншими словами, індекси, що ідентифікують піддіапазони, можуть відрізнятися на ціле число, що служить наближенням частки зазначеної основної частоти, діленої на рознесення аналізованих частот. Це буде приводити до приємного із психоакустичної точки зору вихідному сигналу, оскільки нові спектральні складові, генеровані шляхом гармонійного перетворення, будуть сумісні з рядом натуральних гармонік. В подальшому розвитку попереднього варіанта здійснення винаходу індекси (вхідного) аналізованого й (вихідного) синтезованого піддіапазонів вибираються так, щоб задовольнялося рівняння, що приводиться нижче (16). Параметр σ, що з'являється в цім рівнянні, робить його застосовним як до нерівномірно, так і до рівномірно скомпонованих блоків фільтрів. Якщо індекси піддіапазонів отримуються як наближений (наприклад, по методу найменших квадратів) розв'язок рівняння (16), нова спектральна складова, одержувана шляхом гармонійного перетворення, імовірно, буде сумісна з рядом натуральних гармонік. Таким чином, HFR, імовірно, буде забезпечувати достовірну реконструкцію оригінального сигналу, з якого був усунутий високочастотний вміст. Подальший розвиток попереднього варіанта здійснення винаходу передбачає спосіб вибору параметра r, що з'являється в рівнянні (16), і вистави порядку перетворення з перехресними добутками. Для заданого індексу m вихідного піддіапазона кожне значення порядку перетворення r буде визначати два індекси n1, n2 аналізованих піддіапазонів. Такий подальший розвиток оцінює амплітуди двох зазначених піддіапазонів для деякої кількості r варіантів і вибирає те значення, яке дає максимізацію мінімальної із двох амплітуд аналізованих піддіапазонів. Такий спосіб вибору індексів може дозволити уникнути необхідності у відтворенні достатньої величини амплітуди шляхом посилення слабких складових вхідного сигналу, що на виході може приводити до низької якості. У цьому зв'язку, амплітуди піддіапазонів можуть розраховуватися способом, який відомий сам по собі, таким як квадратний корінь із квадратів вхідних дискретних значень, що утворюють кадр (блок) або частину кадра. Амплітуда піддіапазона також може розраховуватися як амплітуда центрального, або найближчого до центрального, дискретного значення в кадрі. Такі розрахунки може створювати простій, але в той же час адекватний кількісний показник амплітуди. В подальшому розвитку попереднього варіанта здійснення винаходу синтезований піддіапазон може приймати внески від подій гармонійного перетворення згідно з як прямою обробкою, так і обробкою на основі перехресних добутків. У цьому зв'язку, для визначення того, чи підлягає використанню особлива можливість відновлення відсутньої гармоніки шляхом обробки на основі перехресних добутків, можуть застосовуватися критерії ухвалення рішення. Наприклад, зазначений подальший розвиток може адаптуватися так, щоб воно втримувалося від використання одного модуля перехресної обробки піддіапазонів у випадку, коли виконується одна з наступних умов: a) співвідношення амплітуди Ms члена аналізованого піддіапазона із прямого джерела, що приводить до синтезованого піддіапазону, і, щонайменше, амплітуди M c в оптимальній парі членів з перехресного джерела, що приводять до синтезованого піддіапазону, більше попередньо визначеної сталої; b) синтезований піддіапазон уже приймає значний вклад від модуля прямої обробки; c) основна частота Ω0 менше, ніж рознесення частот блоку аналізуючих фільтрів Δf A. В одному з варіантів здійснення винаходу, винахід включає понижувальну дискретизацію (проріджування) вхідного сигналу. Більше того, один або кілька кадрів вхідних дискретних значень можуть визначатися шляхом понижувальної дискретизації комплекснозначних дискретних значень у піддіапазоні, яка може виконуватися екстрактором блоків. 4 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 В подальшому розвитку попереднього варіанта здійснення винаходи підлягаючі застосуванню коефіцієнти понижувальної дискретизації задовольняють рівнянню, що приводиться нижче (15). Рівність нулю обох коефіцієнтів понижувальної дискретизації не допускається, оскільки це відповідає тривіальному випадку. Рівняння (15) визначає взаємозв'язок коефіцієнтів понижувальної дискретизації D1, D2 з коефіцієнтом S розтягування піддіапазонів і коефіцієнтом Q перетворення піддіапазонів, а також з фазовими коефіцієнтами T1, T2, що з'являються у виразі (13) для визначення фази оброблюваного дискретного значення. Це забезпечує погодженість фази оброблюваних дискретних значень із іншими складовими вхідного сигналу, додаванню до яких підлягають оброблювані дискретні значення. В одному з варіантів здійснення винаходу, кадри оброблюваних дискретних значень перед їх накладенням і додаванням зазнають віконну обробку. Модуль віконної обробки може бути адаптований для застосування до оброблюваних дискретних значень віконної функції кінцевої довжини. Підходящі віконні функції перелічуються в прикладеній формулі винаходу. Автор винаходу усвідомив, що способи перехресних добутків, розкриті в документі WO №2010/08892 спочатку не цілком сумісні зі способами обробки на основі блоку піддіапазонів. Незважаючи на те, що зазначений спосіб може задовільно застосовуватися до одного з дискретних значень у блоці, він може приводити до артефактів накладення спектрів, якщо його прямо поширити на інші дискретні значення блоку. C цією метою, один з варіантів здійснення винаходу застосовує віконні функції, що включають віконні дискретні значення, які, при їхнім зважуванні за допомогою комплексних вагових коефіцієнтів і зсуві на величину стрибка, зводяться до, значною мірою, постійній послідовності. Величина стрибка може являти собою добуток величини стрибка h блоку на коефіцієнт розтягування піддіапазонів S. Використання зазначених віконних функцій послаблює вплив артефактів накладення спектрів. В альтернативному варіанті або на додаток, зазначені віконні функції також можуть допускати й такі інші заходи щодо ослаблення артефактів, як чергування фаз оброблюваних дискретних значень. Переважно, комплексні вагові коефіцієнти, що йдуть один за іншим, які застосовуються до віконних дискретних значень із метою оцінювання їх стану, відрізняються тільки на фіксоване чергування фази. Також переважно, щоб зазначене фіксоване чергування фази було пропорційно основній частоті вхідного сигналу. Чергування фази також може бути пропорційно підлягаючому застосуванню порядку перетворення перехресних добутків і/або параметру фізичного перетворення, і/або різниці коефіцієнтів понижувальної дискретизації, і/або кроку аналізу за часом. Чергування фази може мати вигляд рівняння (21), щонайменше, у наближеному змісті. В одному з варіантів здійснення винаходу, даний винахід уможливлює гармонійне перетворення, посилене перехресними добутками, шляхом модифікації синтезуючої віконної обробки у відповідь на параметр основної частоти. В одному з варіантів здійснення винаходу, послідовні кадри оброблюваних дискретних значень складаються з певним накладенням. Для виконання підходящого накладення кадри оброблюваних дискретних значень належним чином зміщаються на величину стрибка, яка являє собою величину стрибка h блоку, помножену на коефіцієнт S розтягування піддіапазонів. Таким чином, якщо накладення послідовних кадрів вхідних дискретних значень становить L-h, те накладення послідовних кадрів оброблюваних дискретних значень може становити S(L-h). В одному з варіантів здійснення винаходу, система згідно з винаходом діє не тільки для генерування оброблюваного дискретного значення на основі Y = 2 вхідних дискретних значень, але також і на основі тільки Y = 1 дискретного значення. Таким чином, система може відновлювати відсутні гармоніки не тільки за допомогою підходу на основі перехресних добутків (як, наприклад, по рівнянню (13)), але також і за допомогою прямого підходу на основі піддіапазонів (як, наприклад, по рівнянню (5) або (11)). Переважно управляючий модуль сконфігурований для керування дією системи, у тому числі й тим, який з підходів підлягає використанню для відновлення конкретної відсутньої гармоніки. В подальшому розвитку попереднього варіанта здійснення винаходу система також адаптується для генерування оброблюваного дискретного значення на основі більш, ніж трьох дискретних значень, тобто для Y>3. Наприклад, оброблюване дискретне значення може бути отримане шляхом внеску в оброблюване дискретне значення від декількох подій гармонійного перетворення на основі перехресних добутків, шляхом декількох подій прямої обробки піддіапазонів, або шляхом комбінації перетворення з перехресними добутками й прямого перетворення. Зазначена можливість адаптації способу перетворення забезпечує продуктивну й багатофункціональну HFR. Відповідно, даний варіант здійснення винаходу діє для здійснення способу згідно із другим аспектом винаходу для Y = 3, 4, 5 і т.п. 5 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Один з варіантів здійснення винаходу сконфігурований для визначення оброблюваного дискретного значення як комплексного числа, що має амплітуду, яка являє собою середнє значення відповідних амплітуд відповідних вхідних дискретних значень. Зазначене середнє значення може являти собою (зважене) арифметичне, (зважене) геометричне або (зважене) гармонійне середнє двох або більшої кількості вхідних дискретних значень. У випадку Y = 2 середнє ґрунтується на двох комплексних вхідних дискретних значеннях. Переважно, амплітуда оброблюваного дискретного значення являє собою геометричне середньозважене значення. Більш переважно, геометричне значення, як показано в рівнянні (13), зважується за допомогою параметрів ρ і 1–ρ. Тут параметр ρ геометричного зважування амплітуд являє собою дійсне число, обернено пропорційне коефіцієнту Q перетворення піддіапазонів. Параметр ρ також може бути обернено пропорційний коефіцієнту S розтягування. В одному з варіантів здійснення винаходу система адаптується для визначення оброблюваного дискретного значення як комплексного числа, що має фазу, яка являє собою лінійну комбінацію відповідних фаз відповідних вхідних дискретних значень у кадрах вхідних дискретних значень. Зокрема, лінійна комбінація може включати фази, що відносяться до двох вхідних дискретних значень (Y = 2). Лінійна комбінація двох фаз може застосовувати цілочислові ненульові коефіцієнти, сума яких дорівнює коефіцієнту S розтягування, помноженому на коефіцієнт Q перетворення піддіапазонів. Факультативно, фаза, отримана шляхом зазначеної лінійної комбінації, додатково коректується за допомогоюфіксованого параметра корекції фази. Фаза оброблюваного дискретного значення може мати вигляд рівняння (13). В одному з варіантів здійснення винаходу, екстрактор блоків (або аналогічний етап у способі згідно з винаходом) адаптується для інтерполяції двох або більшої кількості аналізованих дискретних значень із сигналу аналізованого піддіапазона з метою одержання одного вхідного дискретного значення, яке буде включено в кадр (блок). Зазначена інтерполяція може уможливлювати понижувальну дискретизацію вхідного сигналу за допомогою нецілочислового коефіцієнта. Аналізовані дискретні значення, що підлягають інтерполяції, можуть бути або можуть не бути тими, що йдуть один за одним. В одному з варіантів здійснення винаходу, конфігурація обробки піддіапазонів може управлятися за допомогою керуючих даних, що доставляються ззовні модуля, що виконує обробку. Керуючі дані можуть відноситися до миттєвих акустичних властивостей вхідного сигналу. Наприклад, сама система може містити секцію, адаптовану для визначення таких миттєвих акустичних властивостей сигналу, як (переважна) основна частота сигналу. Знання основної частоти забезпечує керування при виборі аналізованих піддіапазонів, з яких потрібно одержати оброблювані дискретні значення. Відповідно, рознесення аналізованих піддіапазонів пропорційний зазначеній основній частоті вхідного сигналу. У якості альтернативи дані, що управляють, також можуть доставлятися ззовні системи, переважно, шляхом включення у формат кодування, що підходить для передачі як бітового потоку по мережі цифрового зв'язку. На додаток до керуючих даних зазначений формат кодування може містити інформацію, що відноситься до низькочастотних складових сигналу (наприклад, до складових у поз. 701 на Фіг. 7). Однак в інтересах економії смуги пропускання формат, переважно, не включає повну інформацію, що відноситься до високочастотних складових (поз. 702), які можуть відновлюватися згідно з винаходом. Винахід може, зокрема, передбачати систему декодування з модулем приймання керуючих даних, сконфігурованим для приймання зазначених керуючих даних, або включених у прийнятий бітовий потік, який також кодує вхідний сигнал, або прийнятих як окремий сигнал або бітовий потік. Один з варіантів здійснення винаходу передбачає спосіб ефективного здійснення розрахунків, обумовлених способом згідно з винаходом. Із цією метою апаратна реалізація може включати переднормалізатор, призначений для зміни масштабу амплітуд відповідних дискретних значень у деяких з Y кадрів, на яких буде ґрунтуватися кадр оброблюваних дискретних значень. Після зазначеної зміни масштабу оброблюване дискретне значення може бути розраховане як (зважене) комплексний добуток вхідних дискретних значень, підданих зміні масштабу, і, можливо, не підданих зміні масштабу. Вхідне дискретне значення, що виникає в добутку як коефіцієнт зі зміненим масштабом, звичайно повторно не з'являється як коефіцієнт із незмінним масштабом. За винятком, можливо, параметра θ корекції фази можна оцінити рівняння (13) як добуток комплексних вхідних дискретних значень (можливо, зі зміненим масштабом). Це надає обчислювальна перевагу в порівнянні з обробками амплітуди й фази оброблюваного дискретного значення окремо. В одному з варіантів здійснення винаходу система, сконфігурована для випадку Y = 2, містить два екстрактори блоків, адаптованих для формування кожним з них одного кадра 6 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 вхідних дискретних значень при паралельній дії. В подальшому розвитку варіантів здійснення винаходу, що представляють Y>3, система може містити ряд блоків обробки піддіапазонів, кожний з яких конфігурується для визначення сигналу проміжного синтезованого піддіапазона з використанням одмінного коефіцієнта перетворення піддіапазонів і/або одмінного коефіцієнта розтягування піддіапазонів, і/або способу перетворення, що відрізняється тим, що він є заснованим на перехресному добутку або прямим. Для паралельної дії модулі обробки піддіапазонів можуть розташовуватися паралельно. У цьому варіанті здійснення винаходу система також може включати модуль злиття, розташований за модулями обробки піддіапазонів і перед блоком синтезуючих фільтрів. Модуль злиття може адаптуватися для злиття (наприклад, шляхом змішування) відповідних сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів з метою одержання сигналу синтезованого піддіапазона. Як ми вже відзначали, проміжний синтезований піддіапазон, який зазнає злиття, може бути отриманий як шляхом прямого гармонійного перетворення, так і шляхом перетворення на основі перехресних добутків. Система згідно із цим варіантом здійснення винаходу також може містити базовий декодер, призначений для декодування бітового потоку у вхідний сигнал. Вона також може включати модуль HFR-обробки, адаптований для застосування інформації спектральної смуги, особливо, шляхом виконання формування спектра. Дія модуля HFR-обробки може управлятися інформацією, закодованої в бітовому потоці. Один з варіантів здійснення винаходу передбачає HFR багатомірних сигналів, наприклад, у системі, призначеної для відтворення звуку в стереофонічному форматі, що містить Z каналів, таких як лівий, правий, центральний, що оточує і т.д. В одній з можливих реалізацій обробки вхідного сигналу з декількома каналами оброблювані дискретні значення кожного каналу ґрунтуються на однаковій кількості вхідних дискретних значень, хоча коефіцієнт S розтягування й коефіцієнт Q перетворення для кожної смуги може варіюватися між каналами. Із цією метою реалізація може включати блок аналізуючих фільтрів, призначений для генерування Y сигналів аналізованих піддіапазонів з кожного каналу, модуль обробки піддіапазонів, призначений для генерування Z сигналів піддіапазонів, і блок синтезуючих фільтрів, призначений для генерування Z розтягнутих у часі та/або перетворених по частоті сигналів, які утворюють вихідний сигнал. У змінах попереднього варіанта здійснення винаходу вихідний сигнал може містити вихідні канали, які ґрунтуються на різних кількостях сигналів аналізованих піддіапазонів. Наприклад, може виявитися доцільною передача більшої кількості обчислювальних ресурсів до HFR для акустично більш виражених каналів; наприклад, каналам, призначеним для відтворення джерелами звуку, розташованими перед слухачем, може віддаватися перевага перед навколишніми або задніми каналами. Слід підкреслити, що винахід відноситься до всіх комбінацій наведених вище характерних ознак, навіть якщо вони викладаються в різних пунктах формули винаходу. КОРОТКИЙ ОПИС ГРАФІЧНИХ МАТЕРІАЛІВ Даний винахід буде описаний нижче за допомогою ілюстративних прикладів, що не обмежують обсяг або суть винаходу, з посиланням на супровідні графічні матеріали. Фіг. 1 ілюструє принцип гармонійного перетворення на основі блоку піддіапазонів. Фіг. 2 ілюструє дію нелінійної обробки блоку піддіапазонів з одним вхідним піддіапазоном. Фіг. 3 ілюструє дію нелінійної обробки блоку піддіапазонів із двома вхідними піддіапазонами. Фіг. 4 ілюструє дію гармонійного перетворення на основі блоку піддіапазонів, посиленого перехресними добутками. Фіг. 5 ілюструє приклад сценарію застосування перетворення на основі блоку піддіапазонів з використанням декількох порядків перетворення в аудіокодеку, посиленому HFR. Фіг. 6 ілюструє приклад сценарію дії перетворення декількох порядків на основі блоку піддіапазонів, що застосовує 64-смуговий блок аналізуючих QMF-фільтрів. Фіг. 7 і 8 ілюструють експериментальні результати описуваного способу перетворення на основі блоку піддіапазонів. Фіг. 9 показує деталі блоку нелінійної обробки згідно Фіг. 2, що включає переднормалізатор і помножувач. ОПИС КРАЩИХ ВАРІАНТІВ ЗДІЙСНЕННЯ ВИНАХОДУ Описувані нижче варіанти здійснення винаходу є єдино ілюстраціями принципів даного винаходу "ГАРМОНІЙНЕ ПЕРЕТВОРЕННЯ НА ОСНОВІ БЛОКА ПІДДІАПАЗОНІВ, ПОСИЛЕНЕ ПЕРЕХРЕСНИМИ ДОБУТКАМИ". Слід розуміти, що фахівцям у даній області будуть очевидні модифікації й зміни описуваних у даному описі схем і деталей. Тому намір полягає в тому, щоб винахід обмежувався тільки обсягом прикладеної формули винаходу, а не конкретними 7 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 деталями, представленими в даному описі з метою опису й роз'яснення варіантів здійснення винаходу. Фіг. 1 ілюструє принцип перетворення, розтягування в часі або комбінації перетворення з розтягуванням у часі на основі блоку піддіапазонів. Вхідний сигнал у часовій області подається в блок 101 аналізуючих фільтрів, який створює трохи комплекснозначних сигналів піддіапазонів. Ці сигнали подаються в модуль 102 обробки піддіапазонів, на дію якого можуть впливати керуючі дані 104. Кожний вихідний піддіапазон може бути отриманий шляхом обробки або одного, або двох вхідних піддіапазонів, або навіть як суперпозиція результату для декількох зазначених оброблюваних піддіапазонів. Множина комплекснозначних вихідних піддіапазонів подається в блок 103 синтезуючих фільтрів, який, у свою чергу, виводить модифікований сигнал у часовій області. Необов'язкові керуючі дані 104 описують конфігурацію й параметри обробки піддіапазонів, які можуть бути адаптовані до сигналу, що підлягає перетворенню. У випадку перетворення, посиленого перехресними добутками, ці дані можуть нести інформацію, що відноситься до переважної основної частоти. Фіг. 2 ілюструє дію нелінійної обробки блоку піддіапазонів з одним вхідним піддіапазоном. Для даних цільових значень фізичного розтягування в часі й перетворення, а також фізичних параметрів блоків 101 і 103 аналізуючих і синтезуючих фільтрів виводяться параметри розтягування в часі й перетворення піддіапазонів, а також індекс вихідного піддіапазона для кожного індексу цільового піддіапазона. Тоді метою обробки блоку піддіапазонів є реалізація відповідного перетворення, розтягування в часі або комбінації перетворення з розтягуванням у часі комплекснозначного сигналу вихідного піддіапазона з метою генерування сигналу цільового піддіапазона. Екстрактор 201 блоків робить із комплекснозначного вхідного сигналу вибірку кінцевого кадра, що складається з дискретних значень. Кадр визначається положенням вхідного покажчика й коефіцієнтом перетворення піддіапазонів. Цей кадр перетерплює нелінійну обробку в секції 202 обробки й потім зазнає віконну обробку вікнами кінцевої й, можливо, змінної довжини в секції 203 віконної обробки. Результуючі дискретні значення додаються до попередніх вихідних дискретних значень у модулі 204 накладення й додавання, де положення вихідного кадра визначається положенням вихідного покажчика. Вхідний покажчик збільшується на фіксовану величину, і вихідний покажчик збільшується на ту ж величину, помножену на коефіцієнт розтягування піддіапазонів. Повторення даного ланцюжка операцій буде приводити до вихідного сигналу із тривалістю, яка являє собою тривалість вхідного сигналу піддіапазона, помножену на коефіцієнт розтягування, аж до довжини вікна синтезу, і з комплексними частотами, перетвореними за допомогою коефіцієнта перетворення піддіапазонів. Керуючий сигнал 104 може впливати на кожну із трьох секцій 201, 202, 203. Фіг. 3 ілюструє дію нелінійної обробки блоку піддіапазонів із двома вхідними сигналами піддіапазонів. Для заданих цільових значень фізичного розтягування в часі й перетворення й фізичних параметрів блоків 101 і 103 аналізуючих і синтезуючих фільтрів виводяться параметри розтягування в часі й перетворення піддіапазонів, а також два індекси вихідних піддіапазонів для кожного індексу цільового піддіапазона. У випадку, коли нелінійна обробка блоку піддіапазонів підлягає використанню для створення відсутніх гармонік шляхом додавання перехресних добутків, конфігурація секцій 301-1, 301-2, 302, 303, а також значення двох індексів вихідних піддіапазонів можуть залежати від вихідного сигналу 403 модуля 404 керування перехресною обробкою. Метою обробки блоку піддіапазонів є реалізація відповідного перетворення, розтягування в часі або комбінації перетворення з розтягуванням у часі для комбінації двох комплекснозначних сигналів вихідних піддіапазонів з метою генерування сигналу цільового піддіапазона. Перший екстрактор 301-1 блоків робить із першого комплекснозначного вихідного піддіапазона вибірку кінцевого часового кадра дискретних значень, а другий екстрактор 301-2 блоків робить вибірку кінцевого часового кадра дискретних значень із другого комплекснозначного вихідного піддіапазона. Кадри визначаються загальним положенням вхідного покажчика й коефіцієнтом перетворення піддіапазонів. Обоє кадра піддаються нелінійній обробці в секції 302 і потім зазнають віконної обробки вікном кінцевої довжини в секції 303 віконної обробки. Модуль 204 накладення й додавання може характеризуватися конструкцією, аналогічною або ідентичною модулю, представленому на Фіг. 2. Повторення даного ланцюжка операцій буде приводити до вихідного сигналу із тривалістю, що дорівнює тривалості двох вхідних сигналів піддіапазонів, помноженої на коефіцієнт розтягування піддіапазонів (аж до довжини вікна синтезу). У випадку, коли обоє вхідних сигналів несуть однакові частоти, вихідний сигнал буде мати комплексні частоти, перетворені за допомогою коефіцієнта перетворення піддіапазонів. У випадку, коли два вхідні сигнали несуть різні частоти, даний винахід указує, що віконна обробка 303 може бути 8 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 адаптована для генерування вихідного сигналу, який має цільову частоту, придатну для генерування відсутніх гармонік у перетвореному сигналі.Фіг. 4 ілюструє принцип посиленого перехресними добутками перетворення на основі блоку піддіапазонів, розтягування в часі або комбінації перетворення з розтягуванням у часі. Модуль 401 прямої обробки піддіапазонів може відноситься до типу, уже описаного з відсиланням до Фіг. 2 (секція 202) або Фіг. 3. У модуль 402 перехресної обробки піддіапазонів також подається множина комплекснозначних сигналів піддіапазонів, і на його дію впливають дані 403 керування перехресною обробкою. Модуль 402 перехресної обробки піддіапазонів виконує обробку блоків піддіапазонів, що відноситься до типу обробки із двома вхідними сигналами піддіапазонів, описаному на Фіг. 3, і вихідні цільові піддіапазони додаються до піддіапазонів із прямої обробки 401 піддіапазонів у суматорі 405. Дані 403 керування перехресною обробкою можуть змінюватися для кожного положення вхідного покажчика й складаються з, щонайменше даних, що випливають: ● обраного списку індексів цільових піддіапазонів; ● пари індексів вихідних піддіапазонів для кожного обраного індексу цільового піддіапазона; і ● вікна синтезу кінцевої довжини. Модуль 404 керування перехресною обробкою доставляє зазначені дані 403 керування перехресною обробкою для заданої частини керуючих даних 104, що описують основну частоту, і множина комплекснозначних вихідних сигналів піддіапазонів із блоку 101 аналізуючих фільтрів. Керуючі дані 104 також можуть нести інші залежні від сигналу параметри конфігурації, які впливають на обробку перехресних добутків. У нижченаведеному тексті з відсиланням до Фіг. 1-4 і за допомогою додавання відповідної математичної термінології буде даний опис принципів посиленого перехресними добутками розтягування в часі й перетворення на основі блоку піддіапазонів. Двома головними параметрами конфігурації загального гармонійного перетворювача та/або пристрою розтягування в часі в цілому є: ● Sφ - необхідний коефіцієнт фізичного розтягування в часі, і ● Qφ - необхідний коефіцієнт фізичного перетворення. Блоки 101, 103 фільтрів можуть відноситися до будь-якого типу модульованих фільтрів з комплексною експонентою, такому як QMF або віконне DFT, або вейвлет-перетворення. Блок 101 аналізуючих фільтрів і блок 103 синтезуючих фільтрів може бути рівномірно або нерівномірно скомпонованим при модуляції й визначатися із широкого діапазону фільтрівпрототипів і/або вікон. Незважаючи на те, що всі зазначені варіанти другого порядку впливають на такі деталі при наступному проектуванні, як корекції фаз і керування відображенням піддіапазонів, головні проектні параметри системи для обробки піддіапазонів, як правило, виходять із двох часток: ΔtS/ΔtA і Δfs/ΔfA нижченаведених чотирьох параметрів блоків фільтрів, де всі параметри виміряються у фізичних одиницях. У наведених вище частках: ● ΔtA - крок або зсув за часом дискретного значення піддіапазона блоку 101 аналізуючих фільтрів (наприклад, вимірюваний у секундах, [c]); ● ΔfA - рознесення частот піддіапазонів блоку 101 аналізуючих фільтрів (наприклад, вимірюваний у Герцах, [1/c]); ● Δts - крок або зсув за часом дискретного значення піддіапазона блоку 103 синтезуючих фільтрів (наприклад, вимірюваний у секундах, [c]); і ● Δfs - рознесення частот піддіапазонів блоку 103 синтезуючих фільтрів (наприклад, вимірюваний у Герцах, [1/c]). Для конфігурування модуля 102 обробки піддіапазонів слід розрахувати наступні параметри: ● S - коефіцієнт розтягування піддіапазонів, тобто коефіцієнт розтягування, який застосовується в модулі 102 обробки піддіапазонів як співвідношення вхідного й вихідного дискретних значень із метою досягнення загального фізичного розтягування в часі сигналу в часовій області за допомогою коефіцієнта Sφ; ● Q - коефіцієнт перетворення піддіапазонів, тобто коефіцієнт перетворення, який застосовується в модулі 102 обробки піддіапазонів з метою досягнення загального фізичного перетворення сигналу в часовій області за допомогою коефіцієнта Q φ; і ● відповідність між індексами вихідного й цільового піддіапазонів, де n позначає індекс аналізованого піддіапазона, що входить у модуль 102 обробки піддіапазонів, і m позначає індекс відповідного синтезованого піддіапазона як вихідного сигналу модуля 102 обробки піддіапазонів. З метою визначення коефіцієнта S розтягування піддіапазонів зроблене спостереження, що вхідний сигнал у блок 101 аналізуючих фільтрів має фізичну тривалість D, відповідає кількості 9 UA 105988 C2 5 D/ΔtA дискретних значень аналізованих піддіапазонів на вході в модуль 102 обробки піддіапазонів. Ці D/ΔtA дискретних значень будуть розтягуватися до SD/ΔtA дискретних значень модулем 102 обробки піддіапазонів, який застосовує коефіцієнт S розтягування піддіапазонів. На виході блоку 103 синтезуючих фільтрів ці SD/ΔtA дискретних значень приводять до вихідного сигналу, що має фізичну тривалість ΔtASD/ΔtA. Оскільки ця остання тривалість повинна відповідати заданому значенню SφD, тобто оскільки тривалість вихідного сигналу в часовій області повинна бути розтягнута в часі в порівнянні із вхідним сигналом у часовій області за допомогою коефіцієнта Sφ фізичного розтягування в часі, виходить наступне правило проектування: 10 S = (ΔtA/ΔtS)Sφ, 15 20 25 (1) З метою визначення коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів, який застосовується в модулі 102 обробки піддіапазонів для досягнення фізичного перетворення Qφ, зроблене спостереження, що вхідна синусоїда в блок 101 аналізуючих фільтрів з фізичною частотою (буде приводити до комплексного сигналу аналізованого піддіапазона з дискретною за часом кутовою частотою ω = 2πΩΔtA, і головний внесок вноситься від аналізованого піддіапазона з індексом nΩ/ΔfA. Вихідна синусоїда на виході блоку 103 синтезуючих фільтрів з необхідною перетвореною фізичною частотою QφΩ буде результатом подачі на синтезований піддіапазон з індексом mQφΩ/Δfs комплексного сигналу піддіапазона з дискретною кутовою частотою 2πQφΩΔtS. У цьому контексті, слід проявляти обережність для того, щоб уникнути синтезу частот з накладенням спектрів, що відрізняються від Q φΩ. Як правило, цього можна уникнути, роблячи відповідні варіанти другого порядку так, як це обговорювалося вище, наприклад, шляхом вибору відповідних блоків аналізуючих і/або синтезуючих фільтрів. Дискретна частота 2πQφΩΔtS на виході модуля 102 обробки піддіапазонів повинна відповідати дискретній за часом частоті ω = 2πΩΔtA на вході в блок 102 обробки піддіапазонів, помноженої на коефіцієнт Q перетворення піддіапазонів. Тобто прирівнюючи 2πQΩΔtA до 2πQφΩΔtS, можна визначити наступне співвідношення між коефіцієнтом Qφ фізичного перетворення й коефіцієнтом Q перетворення піддіапазонів: Q = (Δts/ΔtA)Qφ, (2) 30 Аналогічно відповідний індекс n вихідного, або аналізованого, піддіапазона модуля 102 обробки піддіапазонів для заданого індексу m цільового, або синтезованого, піддіапазона повинен задовольняти наступній умові: n(Δfs/ΔfA)(1/Qφ)m, (3) 35 40 45 50 В одному з варіантів здійснення винаходу, вірно, що Δf s/ΔfA = Qφ, тобто рознесення частот блоку 103 синтезуючих фільтрів відповідає рознесенню частот блоку 101 аналізуючих фільтрів, помноженому на коефіцієнт фізичного перетворення, і можна застосувати взаємно однозначне відображення індексу аналізованого піддіапазона в індекс синтезованого піддіапазона n = m. В інших варіантах здійснення винаходу відображення індексів піддіапазонів може залежати від деталей параметрів блоку фільтрів. Зокрема, якщо частка рознесень частот блоку 103 синтезуючих фільтрів і блоку 101 аналізуючих фільтрів відрізняється від коефіцієнта Q φ фізичного перетворення, те даному цільовому піддіапазону може присвоюватися один або два вихідні піддіапазона. У випадку двох вихідних піддіапазонів може виявитися кращим використання двох суміжних вихідних піддіапазонів з індексами n, n+1, відповідно. Тобто перший і другий вихідні піддіапазони мають вигляд або (n(m), n(m)+1), або (n(m)+1, n(m)). Обробка піддіапазонів, представлених на Фіг. 2, з єдиним вихідним піддіапазоном тепер буде описуватися як функція параметрів S і Q обробки піддіапазонів. Нехай x(k) - вхідний сигнал в екстрактор 201 блоків, і нехай h - вхідний крок блоку. Тобто x(k) - комплекснозначний сигнал аналізованого піддіапазона з індексом n. Блок, що виймається екстрактором 201 блоків, можна без втрати спільності розглядати як обумовлений L = R1+R2 дискретними значеннями: xi(k) = x(Qk+hl), k = -R1…R2 – 1, 55 (4) де ціле число l - індекс підрахунку блоків, L - довжина блоку, і R1, R2 - невід'ємні цілі числа. Відзначимо, що для Q = 1 блок виймається з дискретних значень, що йдуть один за одним, але 10 UA 105988 C2 5 10 15 для Q більше 1 - виконується понижувальна дискретизація таким чином, щоб вхідні адреси розтягувалися за допомогою коефіцієнта Q. Якщо Q - ціле число, ця операція, як правило, є виконуваною безпосередньо, у той час як для нецілочислових значень Q може знадобитися інтерполяція. Це твердження також слушне й для нецілочислових значень збільшення h, тобто для вхідного кроку блоку. В одному з варіантів здійснення винаходу, до комплекснозначного сигналу піддіапазона можуть бути застосовані короткі інтерполюючі фільтри, наприклад, фільтри, що мають дві ланки фільтра. Наприклад, якщо потрібне дискретне значення із дробовим часовим індексом k+0,5, достатня якість може забезпечуватися дволанковою інтерполяцією у формі x(k+0,5)ax(k)+bx(k+1), де коефіцієнти a, b можуть являти собою сталі або можуть залежати від індексу піддіапазона (див., наприклад, документи WO №2004/G97794 і WO №2007/085275). Цікавим окремим випадком формули (4) є Ri = 0, R2 = 1 де блок, що виймається, складається з єдиного дискретного значення, тобто довжина блоку становить L = 1. У полярному зображенні комплексного числа z = zexp(iz), де z - амплітуда комплексного числа, і z - фаза комплексного числа, модуль 202 нелінійної обробки, що генерую вихідний кадр y1 із вхідного кадра xi, переважно, визначається коефіцієнтом модифікації фаз T = SQ через: y1k   T  1x10  x1k       , k  R1,K R 2  1 ,  1 p  y1k   x10 x1k     20 25 30 35 40 45 50 55 (5) де ρ[0,1] - геометричний ваговий параметр амплітуди. Випадок ρ = 0 відповідає чистій модифікації фаз блока, що виймається. Особливо привабливим значенням зважування амплітуди є ρ = 1-1/T, для якого зняття деякої обчислювальної складності отримується незалежно від довжини блоку L, і результуюча перехідна характеристика, трохи поліпшується відносно випадку ρ = 0. Параметр θ корекції фази залежить від деталей блоку фільтрів, а також індексів вихідного й цільового піддіапазонів. В одному з варіантів здійснення винаходу, параметр θ корекції фази може визначатися експериментально шляхом розгорнення набору вхідних синусоїд. Крім того, параметр θ корекції фази може бути отриманий шляхом вивчення різниці фаз суміжних комплексних синусоїд цільового піддіапазона або шляхом оптимізації продуктивності на вхідному сигналі типу імпульсу Дірака. Нарешті, при підходящій конструкції блоків 101 і 103 аналізуючих і синтезуючих фільтрів параметр θ корекції фази може бути прирівняний нулю або опущений. Коефіцієнт Т модифікації фаз повинен бути цілим числом для того, щоб коефіцієнти T-1 і 1 були цілими числами в лінійній комбінації фаз у першому рядку формули (5). При такому допущенні, тобто при допущенні, що коефіцієнт Т модифікації фаз є цілим числом, результат нелінійної обробки є цілком визначеним навіть незважаючи на те, що фази є неоднозначними через модуль ідентифікації 2π. На словах, формула (5) установлює, що фаза дискретного значення вихідного кадра визначається зсувом фази відповідного дискретного значення вхідного кадра на постійну величину зсуву. Постійна величина зсуву може залежати від коефіцієнта Т модифікації, який сам по собі залежить від коефіцієнта розтягування піддіапазонів і/або від коефіцієнта перетворення піддіапазонів. Крім того, постійна величина зсуву може залежати від фази особливого дискретного значення вхідного кадра із вхідного кадра. Зазначене особливе дискретне значення вхідного кадра зберігається незмінним для визначення фаз усіх дискретних значень вихідного кадра для даного блоку. У випадку формули (5) у якості фази особливого дискретного значення вхідного кадра використовується фаза центрального дискретного значення вхідного кадра. Другий рядок формули (5) установлює, що амплітуда дискретного значення вихідного кадра може залежати від амплітуди відповідного дискретного значення вхідного кадра. Крім того, амплітуда дискретного значення вихідного кадра може залежати від амплітуди особливого дискретного значення вхідного кадра. Дане особливе дискретне значення вхідного кадра може використовуватися для визначення амплітуди всіх дискретних значень вихідного кадра. У випадку формули (5), у якості особливого дискретного значення вхідного кадра використовується центральне дискретне значення вхідного кадра. В одному з варіантів здійснення винаходу, амплітуда дискретного значення вихідного кадра може відповідати геометричному середньому амплітуди відповідного дискретного значення вхідного кадра й особливого дискретного значення вхідного кадра. У модулі 203 віконної обробки до вихідного кадра застосовується вікно w довжини L, що приводить до віконного вихідного кадра: 11 UA 105988 C2 z1(k) = w(k)y1(k), k = -R1….R2-1, (6) Нарешті, передбачається, що всі кадри доповнюються нулями, і операція 204 накладення й додавання визначається як 5 zk    z1k  Shl  , (7) l 10 15 де слід зазначити, що модуль 204 накладення й додавання застосовує крок блоку Sh, тобто крок за часом, який в S раз більше, ніж крок h вхідного блоку. Через зазначену різницю в кроках за часом по формулах (4) і (7) тривалість вихідного сигналу z(k) в S раз більше тривалості вхідного сигналу x(k), тобто сигнал синтезованого піддіапазона є розтягнутим за допомогою коефіцієнта S розтягування піддіапазонів у порівнянні із сигналом аналізованого піддіапазона. Слід зазначити, що дане спостереження, як правило, застосовне тоді, коли довжина L вікна незначна в порівнянні із тривалістю сигналу. У випадку, коли в якості вхідного сигналу обробки 102 піддіапазонів використовується комплексна синусоїда, тобто сигнал аналізованого піддіапазона відповідає комплексній синусоїді: x(k) = Cexp(iωk), 20 (8) застосовуючи формули (4)-(7), можна визначити, що вихідний сигнал обробки 102 піддіапазонів, тобто відповідного сигналу синтезованого піддіапазона, має вигляд: zk   C expiTC    Qk  w k  Shl  ,(9) l 25 незалежно від ρ. Таким чином, комплексна синусоїда з дискретної за часом частотою ω буде перетворюватися в комплексну синусоїду з дискретної за часом частотою Qω за умови, що вікно синтезу зміщається c кроком Sh, що в сумі для всіх k приводить до одній і тієї ж постійної K:  wk  Shl   K , l 30 Для ілюстрації розглянемо окремий випадок чистого перетворення, де S = 1 і T = Q. Якщо крок вхідного блоку h = 1 і R1 = 0, R2 = 1, усе вищевказане, тобто формула (5), скорочується до точкового або заснованого на дискретних значеннях правила модифікації фаз: zk   Tx k     ,    zk   x k     35 40 (10) (11) Для завдання певних параметрів обробки, тобто довжини блоку в екстракторах блоків, модуль 102 обробки піддіапазонів може використовувати керуючі дані 104. Нижче опис обробки піддіапазонів буде розширено для охвату випадку, представленого на (1) Фіг. 3, із двома вхідними сигналами піддіапазонів. Нехай x (k) - сигнал вхідного піддіапазона в (2) перший екстрактор 301-1 блоків, і нехай x (k)- сигнал вхідного піддіапазона в другий екстрактор 301-2 блоків. Кожний екстрактор може використовувати одмінний коефіцієнт понижувальної дискретизації, що приводить до блоків, що виймаються: x 1 k   x 1 D k  hl   1  l  k  R1,K R 2  1 ,(12)  2 2 D k  hl  x l k   x  2   Нелінійна обробка 302 генерує вихідний кадр y1 і може визначатися як 12 UA 105988 C2 y k   T x 1 k   T x 2  k    1 2 l l  1  , (13)   1   1 k  2 k   y1 k   x l  xl   5 10 15 20 25 обробка в 303 знову описується формулами (6) і (7), і обробка 204 ідентична обробці накладення й додавання, описаної в контексті випадку з єдиним вхідним сигналом. Визначення невід'ємних дійсних параметрів D1, D2, ρ, невід'ємних цілочислових параметрів T1, T2 і вікна синтезу w тепер залежить від необхідного робочого режиму. Відзначимо, що якщо (1) (2) на обидва входи подається той самий піддіапазон, x (k) = x (k) і D1 = Q, D2 = Q, T1 = 1, T2 = T-1, тоді операції по формулах (12) і (13) скорочуються до операцій по формулах (3) і (4) у випадку єдиного вхідного сигналу. В одному з варіантів здійснення винаходу, де співвідношення рознесення Δf s частот блоку 103 синтезуючих фільтрів і рознесення Δf A частот блоку 101 аналізуючих фільтрів відрізняється від необхідного коефіцієнта Qφ фізичного перетворення, може виявитися корисним визначення дискретних значень синтезованого піддіапазона з індексом m із двох аналізованих піддіапазонів, відповідно, з індексами n, n+1. Для заданого індексу m відповідний індекс n може мати вигляд цілочислового значення, одержуваного шляхом усікання значення n аналізованого індексу, що має вид згідно з формулою (3). Один із сигналів аналізованих піддіапазонів, наприклад, сигнал аналізованого піддіапазона, відповідний до індексу n, подається в перший екстрактор 301-1 блоків, а інший сигнал аналізованого піддіапазона, наприклад, сигнал, відповідний до індексу n+1, подається в другий екстрактор 301-2 блоків. На основі зазначених двох сигналів аналізованих піддіапазонів шляхом описаної вище обробки визначається сигнал синтезованого піддіапазона, відповідний до індексу m. Призначення суміжних сигналів аналізованих піддіапазонів двом екстракторам 301-1 і 302-1 блоків може ґрунтуватися на залишку, який отримується при усіканні значення індексу по формулі (3), тобто на різниці між точним значенням індексу, що мають вид згідно з формулою (3), і усіченим цілочисловим значенням n, отриманим по формулі (3). Якщо залишок більше 0,5, то сигнал аналізованого піддіапазона, відповідний до індексу n, може призначатися в другий екстрактор 301-2 блоків, а якщо ні, то, цей сигнал аналізованого піддіапазона може призначатися в перший екстрактор 301-1 блоків. У даному робочому режимі параметри можуть проектувати так, щоб сигнали вхідних піддіапазонів спільно використовували однакову комплексну частоту ω: 30 x 1 k   C expik    , 1  2 x k   C 2 expik    (14) що приводить до сигналу вихідного піддіапазона, який являє собою комплексну синусоїду з дискретною за часом частотою Qω. Виявляється, це відбувається в тому випадку, коли вірні наступні співвідношення: 35 Q  T1D1  T2D 2   , SQ  T1  T2  40 45 (15) Для робочого режиму генерування відсутніх гармонік за допомогою перехресних добутків проектні критерії відрізняються. Вертаючись до параметра Q φ фізичного перетворення, метою додавання перехресних добутків є генерування вихідного сигналу на частотах Q φΩ+rΩ0, де r = 1,…,Qφ-1, при заданих вхідних сигналах на частотах Ω і Ω+Ω 0, де Ω0 - основна частота, що належить до переважної складової основного тону вхідного сигналу. Як описується в документі WO 2010/081892, селективне додавання цих членів буде приводити до заповнення гармонійних рядів і значному ослабленню артефакту паразитного основного тону. Нижче буде описаний конструктивний алгоритм роботи керування 404 перехресною обробкою. Для заданого індексу m цільового вихідного піддіапазона, параметра r = 1,…,Q φ-1 і основної частоти Ω0 відповідні індекси n1 і n2 вихідних піддіапазонів можна одержати шляхом розв'язку в наближеному змісті наступної системи рівнянь: 13 UA 105988 C2 Q    r 0     m     fs     n1    n2    5 10 15 20 25 30 35 40  f A   0 f A , де σ = 1/2 для нерівномірно скомпонованої модуляції блоку фільтрів (яка звичайно використовується для блоків QMF- і MDCT- фільтрів) і σ = 0 для рівномірно скомпонованої модуляції блоку фільтрів (яка звичайно використовується для блоків FFT-фільтрів). Для визначень ● p = Ω0/ΔfA - основна частота, вимірювана в одиницях рознесення частот блоку аналізуючих фільтрів; ● F = Δfs/ΔfA - відношення рознесень частот синтезованих і аналізованих піддіапазонів; і f ● n = ((m+σ)F-rp)Qφ - σ - дійснозначний цільовий індекс для нижчого вихідного індексу із цілочисловим значенням, приклад переважного наближеного розв'язку системи рівнянь (16) має вигляд вибору n 1 як f f цілого числа, найближчого до n , і n2 - як цілого числа, найближчого до n +p. Якщо основна частота менше, ніж рознесення частот блоку аналізуючих фільтрів, тобто якщо p менше 1, може виявитися переважною скасування додавання перехресних добутків. Як вказується в документі WO 2010/081892, перехресний добуток не слід додавати до вихідного піддіапазону, який уже містить значний основний внесок від перетворення без перехресних добутків. Більше того, внесок у перехресний добуток повинен вносити, якнайбільше, один з випадків r = 1,…,Qφ-1. У даному описі ці правила можуть здійснюватися шляхом виконання наступних трьох етапів для кожного індексу m цільового вихідного піддіапазона: 1. Розрахувати максимальну амплітуду Мс по всіх варіантах r = 1,…,Qφ-1 мінімальної з (1) (2) амплітуд вихідних піддіапазонів-кандидатів x  і x , оцінених у центральному кванті часу k (1) (2) = hl (або в його околиці), де вихідні піддіапазони x і x можуть мати вигляд індексів n1 і n2, як у рівнянні (16); 2. Розрахувати відповідну амплітуду Ms для прямого вихідного члена x, отриманого з вихідного піддіапазона з індексом n = (F/Qφ)m (порівн. рівняння (3)); 3. Пустити в хід перехресний член з перемігшого варіанта для М с на наведеному вище етапі 1 тільки в тому випадку, якщо Мс більше qMs, де q - попередньо визначена гранична величина. Залежно від конкретних параметрів конфігурації системи можуть виявитися бажаними зміни цієї процедури. Однією з таких змін є заміна жорсткого порога на етапі 3 більш м'якими правилами, що залежать від частки Mc/Ms. Інша зміна полягає в поширенні максимізації на етапі 1 на більш ніж Qφ - 1 варіантів, наприклад, обумовлених кінцевим переліком значень-кандидатів для основної частоти, вимірюваних в одиницях p рознесення аналізованих частот. Ще одна зміна полягає в застосуванні інших кількісних показників амплітуд піддіапазонів, таких як амплітуда фіксованого дискретного значення, максимальна амплітуда, середня амплітуда, φ амплітуда в змісті l -норми і т.д. Перелік цільових вихідних смуг m, обраних для додавання перехресного добутку, спільно зі значеннями n1 і n2 становить основну частину даних 403 керування перехресною обробкою. Залишається описати параметри конфігурації D1, D2, ρ, невід'ємні цілочислові параметри T 1, T2, що з'являються при чергуванні фаз (13), і вікно синтезу w, призначене для використання в перехресній обробці 402 піддіапазонів. Вставка синусоїдальної моделі в ситуацію з перехресним добутком приводить до наступних сигналів вихідних піддіапазонів: x 1 k   C exp(ik )   , 1  2   x k   C 2 expi  0 k    45 (16) (17) де ω = 2πΩΔtA і ω0 = 2πΩ0ΔtA. Аналогічно, необхідний вихідний піддіапазон має форму z(k) = C3exp[iq(ω+rω0/Qφ)k], (18) Обчислення виявляють, що даний цільовий вихідний сигнал можна одержати, якщо 14 UA 105988 C2 виконати умову (15) разом з T2/(T1+T2) = r/Qφ , (19) Умови (15) і (19) еквівалентні наступному виразу: 5   T1  Q   r S      , T2  rS     Q   r D1  rD2  Q  / S    10  (20) яке визначає цілочислові коефіцієнти T 1, T2 для модифікації фаз в (13) і надає деяку волю в проектуванні при завданні значень коефіцієнтів понижувальної дискретизації D 1, D2. Ваговий параметр амплітуд переважно можна вибрати як ρ = r/Q φ. Як видно, ці параметри конфігурації залежать тільки від основної частоти Ω0 через вибір r. Однак для того, щоб було вірне рівняння (18), виникає нова умова для вікна w синтезу, а саме:  ~   w k  Shl   K, w ith  l  ~ , w v   w v  expiv ,  (21)   r Q  r   2p D 2 D1 t A f A S     Q    15 20 25 30 35 40 45  Вікно w синтезу, яке або точно, або приблизно задовольняє умові (21), повинно передбачатися в останньому елементі даних 403 керування перехресною обробкою. Відзначимо, що наведений вище алгоритм для розрахунків даних 403 керування перехресною обробкою на основі таких вхідних параметрів, як індекс m цільового вихідного піддіапазона й основна частота Ω0 має чисто ілюстративну сутність і, як такий, не обмежує обсяг винаходу. Зміни даного розкриття в межах знань і повсякденного досвіду фахівців у даній області, наприклад, додатковий спосіб обробки на основі блоку піддіапазонів, що створює сигнал (18) як вихідний сигнал у відповідь на вхідні сигнали (17), повністю підпадають під обсяг даного винаходу. Фіг. 5 ілюструє приклад сценарію для застосування перетворення на основі блоку піддіапазонів з використанням декількох порядків перетворення в аудіокодеку, посиленому HFR. Переданий бітовий потік приймається базовим декодером 501, який створює декодований базовий сигнал з низькочастотною смугою пропускання на частоті дискретизації f s… Декодований сигнал з низькочастотною смугою пропускання повторно дискретизується до вихідної частоти дискретизації 2fs за допомогою 32-смугового блоку 502 комплексних модульованих аналізуючих QMF, за яким іде 64-смуговий блок 505 синтезуючих QMF (зворотних QMF). Обидва блоки 502 і 505 фільтрів спільно використовують ті самі фізичні параметри Δts = ΔtA і Δfs = ΔfA, і модуль 504 HFR-обробки просто пропускає немодифіковані низькочастотні піддіапазони, відповідні до базового сигналу з низькочастотною смугою пропускання. Високочастотний вміст вихідного сигналу отримується шляхом подачі більш високочастотних піддіапазонів в 64-смуговий блок 505 синтезуючих QMF з вихідними смугами з модуля 503 багаторазового перетворювача, піддавання формуванню спектра й модифікації, виконуваної модулем 504 HFR-обробки. Багаторазовий перетворювач 503 приймає в якості вхідного сигналу декодований базовий сигнал і виводить множину сигналів піддіапазонів, які представляють 64-смуговий аналіз суперпозиції, або комбінації декількох перетворених складових сигналу. Ціль полягає в тому, щоб, якщо HFR-обробка обходиться, кожна складова відповідала цілочисловому фізичному перетворенню без розтягування базового сигналу в часі (Qφ = 2, 3…, і Sφ = 1). У сценарії згідно з винаходом сигнал 104 керування перетворювачем містить дані, що описують основну частоту. Ці дані можуть або передаватися за допомогою бітового потоку з відповідного аудіокодера, або виводитися шляхом виявлення основного тону в декодері, або отримуватися з комбінації переданої інформації, що також виявляється. Фіг. 6 ілюструє приклад сценарію роботи перетворення декількох порядків на основі блоку піддіапазонів, що застосовує єдиний 64-смуговий блок аналізуючих QMF-фільтрів. Тут генеруванню й доставці в область 64-смугового QMF, що діє на частоті дискретизації 2fs, 15 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 підлягають три порядки перетворення Qφ = 2, 3, 4. Модуль 603 злиття просто вибирає й комбінує значимі піддіапазони з гілок кожного з порядків перетворення в єдину множину QMFпіддіапазонів, що підлягають подачі в модуль HFR-обробки. Метою, особливо, є те, щоб ланцюжок обробки, що складається з 64-смугового QMF-аналізу 601, модуля 602-Qφ обробки піддіапазонів і 64-смугового QMF-синтезу 505, приводила до фізичного перетворення з коефіцієнтом Qφ і Sφ = 1 (тобто без розтягування). При ідентифікації трьох зазначених блоків за допомогою 101, 102 і 103 по Фіг. 1 виявляється, що ΔtA = 64fs і ΔfA = fs/128, тому ΔtS/ΔtA = 1/2 і F = ΔfS/ΔfA = 2. Проектування конкретних параметрів конфігурації для 602-Qφ буде описуватися для кожного з випадків Qφ = 2, 3, 4 окремо. Для всіх випадківкрок аналізу вибирається як h = 1, і передбачається, що відомий нормалізований параметр основної частоти ρ = Ω 0/ΔfA = 128Ω0/fs. У першу чергу, розглянемо випадок Qφ = 2. У цьому випадку, 602-2 повинен виконувати розтягування піддіапазона з коефіцієнтом S = 2 і перетворення піддіапазона з коефіцієнтом Q = 1 (тобто не виконувати перетворення), відповідність між вихідним n і цільовим m піддіапазонами для прямої обробки піддіапазонів має вигляд n = m. У сценарії додавання перехресного добутку згідно з винаходом існує тільки один тип перехресних добутків для розгляду, а саме: r = 1 (див. вище обговорення після рівняння (15)), і рівняння (20) скорочуються до T 1 = T2 = 1 і D1+D2 = 1. Приклад розв'язку складається з вибору D1 = 0 і D2 = 1. У якості вікна синтезу при прямій обробці може використовуватися прямокутне вікно парної довжини L = 10 з R 1 = R2 = 5, оскільки воно задовольняє умові (10). Для вікна синтезу при перехресній обробці може використовуватися коротке вікно з L = 2 ланок і R 1 = R2 = 1 для того, щоб підтримувати додаткову складність додавання перехресних добутків на мінімальному рівні. Проте, сприятливий ефект використання довгого блоку для обробки піддіапазонів є найбільш значним у випадку складних звукових сигналів, де пригнічуються небажані комбінаційні члени; у випадку переважного основного тону, виникнення зазначених артефактів менш імовірно. Вікно з L = 2 ланок є самим коротким з тих, які можуть задовольняти умові (10), оскільки h = 1 і S = 2. Однак, згідно із даним винаходом, вікно переважно задовольняє умові (21). При наявних параметрах це еквівалентно наступній умові: ~ ~ w  1  w 0  ~  w v   w v expiav ,   p / 2    30 35 яка виконується шляхом вибору w(0) = 1 і w(-1) = exp(iα) = exp(iπp/2). Для випадку Qφ = 3 технічні умови для 602-3, що мають вид умов (1)-(3), такі, що він повинен виконувати розтягування піддіапазона S = 2, перетворення піддіапазона Q = 3/2, і відповідність між вихідним n і цільовим m піддіапазонами для обробки прямих членів має вигляд n2m/3. Існує два типи членів з перехресним добутком - r = 1, 2, - і рівняння (20) скорочуються до T1  3  r   . T2  r  3  r D  rD  3 / 2 1 2   40 Приклад розв'язку складається з вибору параметрів понижувальної дискретизації як ● D1 = 0 і D2 = 3/2 для r = 1; ● D1 = 3/2 і D2 = 0 для r = 1. У якості вікна синтезу при прямій обробці можна використовувати прямокутне вікно парної довжини L = 8 з R1 = R2 = 4. У якості вікна обробки перехресних добутків може використовуватися коротке вікно з L = 2 ланок і R1 = R2 = 1, що задовольняє умові 45   ~ ~ w  1  w 0   ~  w v   w v  expiav   ,   r 3  r    p D 2  D1  3   яка виконується шляхом вибору w(0) = 1 і w(-1) = exp(iα). 16 UA 105988 C2 5 У випадку Qφ = 4 технічні умови для 602-4, що мають вид умов (1)-(3), такі, що він повинен виконувати розтягування піддіапазона з коефіцієнтом S = 2, перетворення піддіапазона з коефіцієнтом Q = 2, і відповідність між вихідним n і цільовим m піддіапазонами для обробки прямих членів має вигляд n = 2m. Існує три типи членів з перехресним добутком, - r = 1, 2, 3, - і рівняння (20) скорочуються до T1  4  r   . T2  r  4  r D  rD  2 1 2   10 15 Приклад розв'язку полягає у виборі ● D1 = 0 і D2 = 2 для r = 1; ● D1 = 0 і D2 = 1 для r = 2; ● D1 = 2 і D2 = 0 для r = 3. У якості вікна синтезу при прямій обробці можна використовувати прямокутне вікно парної довжини L = 6 з R1 = R2 = 3. У якості вікна обробки перехресних добутків може використовуватися коротке вікно з L = 2 ланок і R1 = R2 = 1, що задовольняє умові   ~ ~ w  1  w 0   ~  w v   w v  exp(iav )  ,   r 4  r    p D 2  D1  4   20 25 30 35 40 45 50 яка виконується шляхом вибору w(0 = 1) і w(-1) = exp(iα). У кожному з вищеописаних випадків, де застосовне більш ніж одне значення r, буде відбуватися вибір, наприклад, аналогічно трьох етапної процедури, описаної перед рівнянням (17). Фіг. 7 зображує амплітудний спектр гармонійного сигналу з основною частотою Ω 0 = 564,7 Гц. Низькочастотна частина 701 сигналу підлягає використанню в якості вхідного сигналу для багаторазового перетворювача. Метою перетворювача є генерування сигналу, максимально можливо близького до високочастотної частини 702 вхідного сигналу, тому передача високочастотної частини 702 стає необов'язковою, і доступна бітова швидкість передачі даних може використовуватися ощадливо. Фіг. 8 зображує амплітудний спектр вихідних сигналів з перетворювача, який містить як вхідний сигнал низькочастотну частину 701 сигналу, представленого на Фіг. 7. Багаторазовий перетворювач конструюється шляхом використання 64-смугових блоків QMF-фільтрів і вхідної частоти дискретизації fs = 14400 Гц відповідно до опису Фіг. 5. Однак для ясності розглядається тільки два порядки перетворення Qφ = 2,3. Три різні панелі 801-803 представляють кінцевий вихідний сигнал, отриманий шляхом використання різних установок даних керування перехресною обробкою. Верхня панель 801 зображує вихідний спектр, отриманий тоді, коли скасована вся обробка перехресних добутків, і активна тільки пряма обробка 401 піддіапазонів. Це буде той випадок, коли керування 404 перехресною обробкою не приймає основний тон, або р = 0. Перетворення за допомогою Qφ = 2 генерує вихідний сигнал у діапазоні 4-8 кГц, а перетворення за допомогою Qφ = 3 генерує вихідний сигнал у діапазоні 8-12 кГц. Як видно, створені гармоніки перебувають на великій і зростаючій відстані один від одного, і вихідний сигнал суттєво відхиляється від цільового високочастотного сигналу 702. У результуючому вихідному звуковому сигналі будуть присутні чутні артефакти подвоєного й потроєного "паразитного" основного тону. Середня панель 802 зображує вихідний спектр, отриманий тоді, коли обробка перехресних добутків активна, використовується параметр основного тону р = 5 (який служить наближенням 128Ω0/fs = 5,0196), але для перехресної обробки піддіапазонів використовується просте дволанкове вікно синтезу з w(0) = w(-1) = 1, що задовольняє умові (10). Це еквівалентно безпосередній комбінації обробки на основі блоку піддіапазонів і гармонійного перетворення, посиленого перехресними добутками. Як видно, додаткові складові вихідного сигналу в порівнянні з 801 не цілком збігаються з необхідним гармонійним рядом. Це показує, що при використанні для обробки перехресних добутків процедури, успадкованої від прямої обробки піддіапазонів, обробка приводить до недостатньої для використання якості звуку. 17 UA 105988 C2 5 10 Нижня панель 803 зображує вихідний спектр, отриманий по тому ж сценарію, що й для середньої панелі 802, але, у цьому випадку, з вікнами синтезу при перехресній обробці піддіапазонів, що мають вид формул, описаних у випадку Q φ = 2,3 згідно Фіг. 5, тобто: дволанкового вікна синтезу у формі w(0) = 1 і w(-1) = exp(iα), що задовольняє умові (21), і зі справжнім винаходом, що вказується, характерною ознакою, яка полягає в тому, що воно залежить від р. Як видно, комбінований вихідний сигнал дуже добре збігається з необхідним гармонійним рядом 702. Фіг. 9 показує ділянку нелінійної обробки модуля 202 обробки кадрів, що включає секції, сконфігуровані для приймання двох вхідних дискретних значень u 1, u2 і для генерування на їхній основі оброблюваного дискретного значення w, амплітуда якого має вигляд геометричного середнього амплітуд вхідних значень, і фаза якого являє собою лінійну комбінацію фаз вхідних дискретних значень, тобто: w  u1  u2 1 arg w  T1 arg u1  T2 arg u2 15 20 25 30 35 40 45 50 , (22) Згідно з даним описом, оброблюване значення w можна одержати шляхом попередньої нормалізації кожного з дискретних значень u1, u2 у відповідному переднормалізаторі 901, 902 і a b множення попередньо нормалізованих вхідних дискретних значень v1 = u1/u1 , v2 = u2/u2 у α β зваженому помножувачі 910, який виводить w = v1 v2 . Ясно, що дія переднормалізаторів 901, 902 і зваженого помножувача 910 визначається вхідними параметрами a, b, α і β. Легко впевнитися, що рівняння (22) будуть виконуватися, якщо α = T 1, β = T2, a = 1-ρ/T1, b = 1-(1-ρ)/T2. Фахівці легко узагальнять цю схему на довільну кількість N 0 вхідних дискретних значень, де на помножувач подається N0 вхідних дискретних значень, деякі або всі з яких були піддані нормалізації. Потім можна буде виявити, що загальна попередня нормалізація (a = b у припущенні, що переднормалізатори 901, 902 генерують однакові результати) можлива, якщо ρ дорівняти до ρ = T1/(T1+T2). Це приводить до обчислювальної переваги тоді, коли розглядається велика кількість піддіапазонів, оскільки на всіх піддіапазонах-кандидатах перед множенням може виконуватися загальний етап попередньої нормалізації. У переважній апаратній реалізації ряд однаково функціонуючих переднормалізаторів заміняється на єдиний модуль, який чергується між дискретними значеннями з різних піддіапазонів з поділом за часом. Подальші варіанти здійснення даного винаходу стануть очевидні фахівцям у даній області після прочитання наведеного вище опису. І хоча даний опис і графічний матеріали розкривають варіанти й приклади здійснення винаходу, винахід не обмежується даними конкретними прикладами. Численні модифікації й зміни можуть бути зроблені без відступу від обсягу даного винаходу, який визначається супровідною формулою винаходу. Розкриті вище в даному описі системи й способи можуть реалізовуватися як програмне забезпечення, вбудоване програмне забезпечення, апаратне забезпечення або їх комбінація. Деякі компоненти або всі компоненти можуть реалізовуватися як програмне забезпечення, що виконується процесором цифрової обробки сигналів або мікропроцесором, або вони можуть реалізовуватися як апаратне забезпечення або як інтегральна мікросхема спеціального призначення. Зазначене програмне забезпечення може поширюватися на машинозчитуваних носіях даних, які можуть включати комп'ютерні носії даних (або неперехідні носії) і засоби зв'язку (перехідні носії). Як добре відомо фахівцям у даній області, комп'ютерні носії даних включають енергозалежні й енергонезалежні, знімні й незнімні носії, реалізовані за допомогою будь-якого способу або технології зберігання інформації, такої як машинозчитувані команди, структури даних, програмні модулі або інші дані. Комп'ютерні носії даних включають в якості необмежуючих прикладів RAM, ROM, EEPROM, флеш-пам'ять або іншу технологію пам'яті, CD-ROM, компакт-диски формату DVD або інший оптичний дисковий носій, магнітні касети, магнітну стрічку, магнітні дискові носії або інші магнітні запам'ятовувальні пристрої, або будь-який інший носій даних, який може бути використаний для зберігання необхідної інформації й для доступу комп'ютера до неї. Як також добре відомо фахівцям у даній області, засоби зв'язку, як правило, включають машинозчитувані команди, структури даних, програмні модулі або інші дані в модульованому сигналі даних, такому як несуча хвиля або інший механізм передачі, і включають будь-які засоби доставки інформації. 55 18 UA 105988 C2 ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 1. Система, що сконфігурована для генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із вхідного сигналу, причому система містить: блок (101) аналізуючих фільтрів, сконфігурований для одержання деякої кількості Y  1 сигналів аналізованих піддіапазонів із вхідного сигналу, де кожний сигнал аналізованого піддіапазону включає ряд комплекснозначних аналізованих дискретних значень, кожне з яких має фазу та амплітуду; модуль (102) обробки піддіапазонів, сконфігурований для генерування сигналу синтезованого піддіапазону з Y сигналів аналізованих піддіапазонів з використанням коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, причому щонайменше один з коефіцієнтів Q і S більше одиниці, де модуль (102) обробки піддіапазонів містить: екстрактор (201) блоків, сконфігурований для: і) формування Y кадрів, що складаються із L вхідних дискретних значень, причому кожний кадр виймається із зазначеного ряду комплекснозначних аналізованих дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазону, і довжина кадра становить L  1; і іі) застосування величини стрибка блока з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед формуванням наступного кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, за допомогою чого генерується послідовність кадрів вхідних дискретних значень; модуль (202) нелінійної обробки кадрів, сконфігурований для генерування на основі Y відповідних кадрів вхідних дискретних значень, сформованих екстрактором блоків, кадра оброблюваних дискретних значень шляхом визначення фази й амплітуди для кожного оброблюваного дискретного значення кадра, де для щонайменше одного оброблюваного дискретного значення: і) фаза оброблюваного дискретного значення ґрунтується на відповідних фазах відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і іі) амплітуда оброблюваного дискретного значення ґрунтується на амплітуді відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і модуль (204) додавання й накладення, сконфігурований для визначення сигналу синтезованого піддіапазона шляхом накладення й додавання дискретних значень із послідовності кадрів оброблюваних дискретних значень; і блок (103) синтезуючих фільтрів, сконфігурований для генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із сигналу синтезованого піддіапазону, де система діє щонайменше при Y  2 та де екстрактор (201) блоків сконфігурований для одержання щонайменше одного кадра вхідних дискретних значень шляхом понижувальної дискретизації комплекснозначних аналізованих дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазону. 2. Система за п. 1, яка відрізняється тим, що: блок (101) аналізуючих фільтрів являє собою один з наступного: блока квадратурних дзеркальних фільтрів, віконного дискретного перетворення Фур'є або вейвлет-перетворення; і блок (103) синтезуючих фільтрів являє собою блок відповідних зворотних фільтрів або зворотне перетворення. 3. Система за п. 2, яка відрізняється тим, що блок (101) аналізуючих фільтрів являє собою 64точковий блок квадратурних дзеркальних фільтрів, і блок (103) синтезуючих фільтрів являє собою 64-точковий блок зворотних квадратурних дзеркальних фільтрів. 4. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що блок (101) аналізуючих фільтрів застосовує до вхідного сигналу крок аналізу за часом - t A ; блок аналізуючих фільтрів має рознесення аналізованих частот - f A ; блок аналізуючих фільтрів містить кількість N аналізованих піддіапазонів, причому N  1, де n індекс аналізованого піддіапазону, n  0,..., N  1; аналізований піддіапазон із числа N аналізованих піддіапазонів пов'язаний з однією із частотних смуг вхідного сигналу; блок (103) синтезуючих фільтрів застосовує до сигналу синтезованого піддіапазону крок синтезу за часом - t s ; блок синтезуючих фільтрів має рознесення синтезованих частот - fs ; блок синтезуючих фільтрів містить кількість M синтезованих піддіапазонів, причому M  1 , де m - індекс синтезованого піддіапазону, причому m  0,..., M  1; і 19 UA 105988 C2 5 10 15 синтезований піддіапазон із числа M синтезованих піддіапазонів пов'язаний з однією із частотних смуг розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу. 5. Система за п. 4, яка відрізняється тим, що модуль (102) обробки піддіапазонів сконфігурований для Y  2 і додатково містить модуль (404) керування перехресною обробкою, сконфігурований для генерування даних (403) керування перехресною обробкою, що визначають індекси n1 , n 2 піддіапазонів, пов'язані із сигналами аналізованих піддіапазонів таким чином, щоб індекси піддіапазонів відрізнялися на ціле число p , що служить наближенням відношення основної частоти  0 вхідного сигналу до рознесення f A аналізованих частот. 6. Система за п. 4, яка відрізняється тим, що модуль (102) обробки піддіапазонів сконфігурований для Y  2 і додатково містить модуль (404) керування перехресною обробкою, сконфігурований для генерування даних (403) керування перехресною обробкою, що визначають індекси n1 , n 2 піддіапазонів, пов'язані із сигналами аналізованих піддіапазонів і з індексом m синтезованого піддіапазону, де зазначені індекси співвідносяться як наближені цілочислові розв'язки системи рівнянь Q    r 0   m     f s        n1    , f A       0 n 2     f A     де  0 - основна частота вхідного сигналу;   0 або 1 ; 2 Q  t s t A   Q  , r - ціле число, що задовольняє нерівності 1  r  Q   1, і 20 25 30 Q  - коефіцієнт фізичного перетворення. 7. Система за п. 6, яка відрізняється тим, що модуль (404) керування перехресною обробкою сконфігурований для генерування керуючих даних обробки так, щоб індекси n1 , n 2 піддіапазонів ґрунтувалися на значенні r , яке максимізує мінімальну з амплітуд піддіапазонів двох кадрів, сформованих шляхом виймання аналізованих дискретних значень із сигналів аналізованих піддіапазонів. 8. Система за п. 7, яка відрізняється тим, що амплітуда піддіапазону для кожного кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, являє собою амплітуду центрального або найближчого до центрального дискретного значення. 9. Система за п. 1, яка відрізняється тим, що сконфігурована для Y  2 , де екстрактор блоків сконфігурований для одержання першого й другого кадрів вхідних дискретних значень шляхом понижувальної дискретизації комплекснозначних аналізованих дискретних значень, відповідно, у першому й другому сигналах аналізованих піддіапазонів за допомогою коефіцієнтів D1 і D 2 Q  T1D1  T2D 2  понижувальної дискретизації, що задовольняють   і нерівності D1  0 , D2  0 SQ  T1  T2  35 40 45 або D1  0 , D2  0 , і модуль (202) нелінійної обробки кадрів сконфігурований для визначення фази оброблюваного дискретного значення на основі лінійної комбінації з невід'ємними цілочисловими коефіцієнтами T1 , T2 відповідних фаз відповідного вхідного дискретного значення в першому й другому кадрах вхідних дискретних значень. 10. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що модуль (102) обробки піддіапазонів додатково містить модуль (203) віконної обробки, що знаходиться перед модулем (204) накладення й додавання, і сконфігурований для застосування до кадру оброблюваних дискретних значень віконної функції кінцевої довжини. 11. Система за п. 10, яка відрізняється тим, що віконна функція має довжину, яка відповідає довжині L кадру, і віконна функція являє собою одне з: вікно Гауса, косинусне вікно, 20 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 підняте косинусне вікно, вікно Хеммінга, вікно Ханна, прямокутне вікно, вікно Бартлетта, і вікно Блекмана. 12. Система за п. 10, яка відрізняється тим, що віконна функція включає ряд віконних дискретних значень, і накладені й складені віконні дискретні значення ряду віконних функцій при зважуванні за допомогою комплексних вагових коефіцієнтів і зрушенні на величину стрибка Sh утворюють, значною мірою, постійну послідовність. 13. Система за п. 12, яка відрізняється тим, що комплексні вагові коефіцієнти, що йдуть один за одним, відрізняються тільки на фіксоване чергування фаз. 14. Система за п. 13, яка відрізняється тим, що чергування фаз пропорційно основній частоті вхідного сигналу. 15. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що модуль (204) накладення й додавання застосовує величину стрибка до кадрів, що йдуть один за одним, оброблюваних дискретних значень, причому величина стрибка дорівнює величині h стрибка блока, помноженої на коефіцієнт S розтягування піддіапазонів. 16. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що виконана з можливістю функціонування щонайменше для Y  1 і Y  2 . 17. Система за п. 16, яка відрізняється тим, що виконана з можливістю функціонування щонайменше для одного з подальших значень Y  3 . 18. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що сконфігурована для Y  2 , причому модуль (202) обробки кадрів сконфігурований для визначення амплітуди оброблюваного дискретного значення як середнього значення амплітуди відповідного вхідного дискретного значення в першому кадрі вхідних дискретних значень і амплітуди відповідного вхідного дискретного значення в другому кадрі вхідних дискретних значень. 19. Система за п. 18, яка відрізняється тим, що модуль (202) нелінійної обробки кадрів сконфігурований для визначення амплітуди оброблюваного дискретного значення як геометричного середньозваженого значення. 20. Система за п. 19, яка відрізняється тим, що параметрами геометричного зважування амплітуд є  і 1   , де  - дійсне число, обернено пропорційне коефіцієнту Q перетворення піддіапазонів. 21. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що сконфігурована для Y  2 , причому модуль (202) нелінійної обробки кадрів сконфігурований для визначення фази оброблюваного дискретного значення на основі лінійної комбінації з невід'ємними цілочисловими коефіцієнтами T1, T2  відповідних фаз відповідного дискретного значення в першому й другому кадрах вхідних дискретних значень. 22. Система за п. 21, яка відрізняється тим, що сума зазначених цілочислових коефіцієнтів являє собою добуток Q S коефіцієнта розтягування й коефіцієнта перетворення. 23. Система за п. 21, яка відрізняється тим, що фаза оброблюваного дискретного значення відповідає зазначеній лінійній комбінації фаз плюс параметр  корекції фази. 24. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що екстрактор (201) блоків сконфігурований для інтерполяції двох або більшої кількості аналізованих дискретних значень із метою одержання вхідного дискретного значення. 25. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що додатково містить модуль приймання керуючих даних, сконфігурований для приймання керуючих даних (104), причому модуль (102) обробки піддіапазонів сконфігурований для визначення сигналу синтезованого піддіапазону з обліком керуючих даних. 26. Система за п. 25, яка відрізняється тим, що сконфігурована для Y  2 , причому зазначені керуючі дані (104) включають основну частоту  0 вхідного сигналу, де модуль (102) обробки піддіапазонів сконфігурований для визначення аналізованих піддіапазонів, з яких повинні бути отримані оброблювані дискретні значення, так, щоб їх рознесення частот було пропорційне основній частоті. 27. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що модуль (102) нелінійної обробки містить: переднормалізатор (901, 902), сконфігурований для зміни масштабу амплітуд відповідних вхідних дискретних значень в щонайменше одному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і 21 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 комплексний помножувач (910), сконфігурований для визначення оброблюваного дискретного значення шляхом розрахунків зваженого комплексного добутку коефіцієнтів, рівних відповідному вхідному дискретному значенню щонайменше у двох з Y кадрів вхідних дискретних значень, причому щонайменше один з коефіцієнтів отриманий з дискретного значення з амплітудою, масштаб якої змінений переднормалізатором. 28. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що сконфігурована для Y  2 , яка містить: блок (101) аналізуючих фільтрів сконфігурований для одержання першого й другого сигналу аналізованих піддіапазонів із вхідного сигналу; модуль (102) обробки піддіапазонів, сконфігурований для визначення сигналу синтезованого піддіапазону з першого й другого сигналів аналізованих піддіапазонів, причому модуль (102) обробки піддіапазонів містить: перший екстрактор (301-1) блоків, сконфігурований для: і) формування першого кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, із зазначеного ряду комплекснозначних аналізованих дискретних значень у першому сигналі аналізованого піддіапазону, причому довжина кадра L  1 ; і іі) застосування величини стрибка блока з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед формуванням наступного кадра, що складається з L дискретних значень, за допомогою чого генерується перша послідовність кадрів вхідних дискретних значень; другий екстрактор (301-2) блоків, сконфігурований для: і) формування другого кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, із зазначеного ряду комплекснозначних аналізованих дискретних значень у другому сигналі аналізованого піддіапазону; і іі) застосування величини стрибка блока з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед формуванням наступного кадра, що складається з L дискретних значень, за допомогою чого генерується друга послідовність кадрів вхідних дискретних значень; модуль (302) нелінійної обробки кадрів, сконфігурований для генерування на основі першого й другого кадрів вхідних дискретних значень кадра оброблюваних дискретних значень; і модуль (204) накладення й додавання, сконфігурований для формування сигналу синтезованого піддіапазону; і блок (103) синтезуючих фільтрів, сконфігурований для генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із сигналу синтезованого піддіапазону. 29. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що яка додатково містить: ряд модулів (401, 402; 503; 602-2, 602-3, 602-4) обробки піддіапазонів, кожний з яких сконфігурований для визначення сигналу проміжного синтезованого піддіапазону з використанням відмінного значення коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і/або коефіцієнта S розтягування піддіапазонів; і модуль (405; 603) злиття, розташований за зазначеним рядом модулів обробки піддіапазонів і перед блоком (103) синтезуючих фільтрів, сконфігурований для злиття відповідних сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів з метою визначення сигналу синтезованого піддіапазону. 30. Система за п. 29, яка відрізняється тим, що яка додатково містить: базовий декодер (501), розташований перед блоком (101) аналізуючих фільтрів, сконфігурований для декодування бітового потоку у вхідний сигнал; і модуль (504) обробки високочастотної реконструкції, HFR, розташований за модулем (405; 603) злиття і перед блоком (103; 505) синтезуючих фільтрів, сконфігурований для застосування інформації спектральної смуги, отриманої з бітового потоку, до сигналу синтезованого піддіапазону, наприклад, шляхом виконання формування спектра сигналу синтезованого піддіапазону. 31. Система за п. 29, яка відрізняється тим, що щонайменше один з модулів обробки піддіапазонів являє собою модуль (401) прямої обробки піддіапазонів, який сконфігурований для визначення одного сигналу синтезованого піддіапазону з одного сигналу аналізованого піддіапазону з використанням коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів і щонайменше один з модулів являє собою модуль (402) перехресної обробки піддіапазонів, який сконфігурований для визначення одного сигналу синтезованого піддіапазону із двох сигналів синтезованих піддіапазонів з використанням 22 UA 105988 C2 коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, які є незалежними від перших двох коефіцієнтів. 32. Система за п. 31, сконфігурована для Y  2 , яка відрізняється тим, що блок (101) аналізуючих фільтрів застосовує до вхідного сигналу крок аналізу за часом - t A , 5 10 блок аналізуючих фільтрів має рознесення аналізованих частот - fS ; блок аналізуючих фільтрів містить кількість N аналізованих піддіапазонів, причому N  1, де n індекс аналізованого піддіапазону, причому n  0,..., N  1; аналізований піддіапазон із числа N аналізованих піддіапазонів пов'язаний із частотною смугою вхідного сигналу; блок (103) синтезуючих фільтрів застосовує до сигналу синтезованого піддіапазону крок синтезу за часом - t S , блок синтезуючих фільтрів має рознесення синтезованих частот - fS , 15 20 25 30 35 40 45 50 55 блок синтезуючих фільтрів містить кількість M синтезованих піддіапазонів, причому M  1 , де m - індекс синтезованого піддіапазону, причому m  0,..., M  1; і синтезований піддіапазон із числа M синтезованих піддіапазонів пов'язаний із частотною смугою розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу, причому зазначена система сконфігурована для деактивації щонайменше одного модуля (402) перехресної обробки піддіапазонів, якщо для заданого синтезованого піддіапазону, задовольняється одна з наступних умов: a) співвідношення амплітуди Ms аналізованого піддіапазону члена із прямого джерела, що приводить до синтезованого піддіапазону, і щонайменше амплітуди Mc в оптимальній парі членів з перехресного джерела, що приводять до синтезованого піддіапазону, є більшим, ніж попередньо визначена постійна q ; b) синтезований піддіапазон містить значний внесок від модуля прямої обробки; c) основна частота  0 менше, ніж рознесення f A частот блока аналізуючих фільтрів. 33. Система за будь-яким з попередніх пунктів, яка відрізняється тим, що: блок (101) аналізуючих фільтрів сконфігурований для формування Y Z аналізованих піддіапазонів із вхідного сигналу; модуль (102) обробки піддіапазонів сконфігурований для генерування Z сигналів синтезованих піддіапазонів з Y Z сигналів аналізованих піддіапазонів, застосовуючи пари величин S і Q для кожної групи з Y сигналів аналізованих піддіапазонів, на якій ґрунтується один сигнал синтезованого піддіапазону; і блок (103) синтезуючих фільтрів сконфігурований для генерування Z розтягнутих у часі та/або перетворених по частоті сигналів з Z сигналів синтезованих піддіапазонів. 34. Спосіб генерування розтягнутого в часі та/або перетвореного по частоті сигналу із вхідного сигналу, причому спосіб включає етапи, на яких: одержують кілька Y  2 сигналів аналізованих піддіапазонів із вхідного сигналу, причому кожний сигнал аналізованого піддіапазону включає ряд комплекснозначних аналізованих дискретних значень, кожне з яких має фазу й амплітуду; формують Y кадри, що складаються із L вхідних дискретних значень, причому кожний кадр виймають із зазначеного ряду комплекснозначних аналізованих дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазону, а довжина кадра становить L  1 ; застосовують величини стрибка блока з h дискретних значень до зазначеного ряду аналізованих дискретних значень перед отриманням наступного кадра, що складається з L вхідних дискретних значень, за допомогою чого генерують послідовність кадрів вхідних дискретних значень; генерують на основі Y відповідних кадрів вхідних дискретних значень кадр оброблюваних дискретних значень шляхом визначення фази й амплітуди для кожного оброблюваного дискретного значення кадра, де щонайменше для одного оброблюваного дискретного значення: і) фаза оброблюваного дискретного значення ґрунтується на відповідних фазах відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; і іі) амплітуда оброблюваного значення ґрунтується на амплітуді відповідного вхідного дискретного значення в кожному з Y кадрів вхідних дискретних значень; визначають сигнал синтезованого піддіапазону шляхом накладення й додавання дискретних значень послідовності кадрів оброблюваних дискретних значень; і генерують розтягнутий в часі та/або перетворений по частоті сигнал із сигналу синтезованого піддіапазону, 23 UA 105988 C2 5 10 де зазначене формування кадрів вхідних дискретних значень включає понижувальну дискретизацію комплекснозначних аналізованих дискретних значень у сигналі аналізованого піддіапазону. 35. Спосіб за п. 34, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень, які формують шляхом виймання дискретних значень із двох сигналів аналізованих піддіапазонів, що представляють частоти, які відрізняються, приблизно, на основну частоту  0 вхідного сигналу. 36. Спосіб за п. 34 або п. 35, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень, які формують шляхом виймання дискретних значень із двох сигналів аналізованих піддіапазонів, що приблизно представляють частоти  і   0 ; і сигнал синтезованогопіддіапазону приблизно представляє частоту Q   r 0 , де r - ціле число, що задовольняє нерівності 1  r  Q   1, Q  t S t A   Q  , де t A і t S - кроки аналізу й синтезу за часом, відповідно, і Q  - коефіцієнт фізичного перетворення. 15 20 25 30 35 40 45 50 37. Спосіб за п. 36, який відрізняється тим, що частоту  вибирають так, щоб вона максимізувала найменшу амплітуду піддіапазонів із двох кадрів вхідних дискретних значень, що виймають із сигналів аналізованих піддіапазонів, що представляють частоти  і   0 . 38. Спосіб за п. 37, який відрізняється тим, що амплітуда піддіапазону кадра вхідних дискретних значень являє собою амплітуду центрального або найближчого до центрального дискретного значення. 39. Спосіб за п. 34, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень; перший кадр вхідних дискретних значень виймають із дискретних значень у першому сигналі аналізованого піддіапазону поряд із застосуванням коефіцієнта D1 понижувальної дискретизації; другий кадр вхідних дискретних значень виймають із дискретних значень у другому сигналі аналізованого піддіапазону поряд із застосуванням коефіцієнта D 2 понижувальної дискретизації; Q  T1D1  T2D 2  коефіцієнти понижувальної дискретизації задовольняють   і нерівності D1  0 , SQ  T1  T2  D2  0 або D1  0 , D2  0 ; і фаза оброблюваного дискретного значення ґрунтується на лінійній комбінації з невід'ємними цілочисловими коефіцієнтами T1 , T2 відповідних фаз відповідного вхідного дискретного значення в першому й другому кадрах вхідних дискретних значень. 40. Спосіб за будь-яким із пп. 34-39, який відрізняється тим, що зазначене визначення сигналу синтезованого піддіапазону додатково включає застосування віконної функції кінцевої довжини до кожного кадра в послідовності кадрів оброблюваних дискретних значень перед їх накладенням і додаванням. 41. Спосіб за п. 40, який відрізняється тим, що віконна функція має довжину, яка відповідає довжині L кадра, і віконна функція являє собою одну з наступного: вікно Гауса, косинусное вікно, підняте косинусне вікно, вікно Хеммінга, вікно Ханна, прямокутне вікно, вікно Бартлетта, і вікно Блекмана. 42. Спосіб за п. 40, який відрізняється тим, що віконна функція включає ряд віконних дискретних значень, і накладені й складені віконні дискретні значення ряду віконних функцій при зважуванні за допомогою комплексних вагових коефіцієнтів і зрушенні на величину стрибка Sh утворюють, значною мірою, постійну послідовність. 43. Спосіб за п. 42, який відрізняється тим, комплексні вагові коефіцієнти, що йдуть один за одним, відрізняються тільки на фіксоване чергування фаз. 24 UA 105988 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 44. Спосіб за п. 43, який відрізняється тим, що чергування фаз пропорційно основній частоті вхідного сигналу. 45. Спосіб за будь-яким із пп. 34-44, який відрізняється тим, що зазначене визначення сигналу синтезованого піддіапазону включає накладення кадрів, що йдуть один за іншим, оброблюваних дискретних значень шляхом застосування величини стрибка, рівної величині h стрибка блока, помноженої на коефіцієнт S розтягування піддіапазонів. 46. Спосіб за будь-яким із пп. 34-45, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень; і амплітуду оброблюваного дискретного значення визначають як середнє значення амплітуди відповідного вхідного дискретного значення в першому кадрі вхідних дискретних значень і амплітуди відповідного вхідного дискретного значення в другому кадрі вхідних дискретних значень. 47. Спосіб за п. 46, який відрізняється тим, що зазначене середнє значення амплітуд являє собою геометричне середньозважене значення. 48. Спосіб за п. 47, який відрізняється тим, що параметрами геометричного зважування амплітуд є  і 1   , де  - дійсне число, обернено пропорційне коефіцієнту Q перетворення піддіапазонів. 49. Спосіб за будь-яким із пп. 34-48, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень; і фазу оброблюваного дискретного значення визначають як лінійну комбінацію з невід'ємними цілочисловими коефіцієнтами T1, T2  відповідних фаз відповідного вхідного дискретного значення в першому й другому кадрах вхідних дискретних значень. 50. Спосіб за п. 49, який відрізняється тим, що сума зазначених невід'ємних цілочислових коефіцієнтів являє собою добуток Q S коефіцієнта розтягування й коефіцієнта перетворення. 51. Спосіб за п. 49, який відрізняється тим, що фаза оброблюваного дискретного значення відповідає зазначеній лінійній комбінації плюс параметр  корекції фази. 52. Спосіб за будь-яким із пп. 34-51, який відрізняється тим, що щонайменше одне вхідне дискретне значення одержують шляхом інтерполяції двох або більшої кількості аналізованих дискретних значень. 53. Спосіб за будь-яким із пп. 34-52, який відрізняється тим, що додатково включає приймання керуючих даних, що підлягають обліку при зазначеному генеруванні кадра оброблюваних дискретних значень. 54. Спосіб за п. 53, який відрізняється тим, що кадр оброблюваних дискретних значень ґрунтується на Y  2 відповідних кадрів вхідних дискретних значень; зазначені керуючі дані включають основну частоту  0 вхідного сигналу; і два аналізовані піддіапазони, з яких виймають вхідні дискретні значення в кожному кадрі, представляють частоти, що відрізняються на основну частоту. 55. Спосіб за будь-яким із пп. 34-54, який відрізняється тим, що зазначене генерування кадру оброблюваних дискретних значень включає етапи, на яких: змінюють масштаб амплітуди щонайменше одного вхідного дискретного значення;і розраховують оброблюване дискретне значення як зваженого комплексного добутку коефіцієнтів, рівних відповідному вхідному дискретному значенню щонайменше у двох з Y кадрів вхідних дискретних значень, причому щонайменше один з коефіцієнтів являє собою вхідне дискретне значення зі зміненим масштабом амплітуди. 56. Спосіб за будь-яким із пп. 34-55, який відрізняється тим, що включає етап, на якому генерують ряд сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів, де кожний з них генерують на основі ряду відповідних кадрів вхідних дискретних значень із використанням відмінного значення коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і/або коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, причому зазначене визначення сигналу синтезованого піддіапазону включає злиття відповідних сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів. 57. Спосіб за п. 56, який відрізняється тим, що додатково включає етапи, на яких декодують бітовий потік з метою одержання вхідного сигналу, з якого повинні бути отримані сигнали аналізованих піддіапазонів; і 25 UA 105988 C2 15 застосовують інформацію спектральної смуги, отриману з бітового потоку, до сигналу синтезованого піддіапазону, наприклад, шляхом виконання формування спектра сигналу синтезованого піддіапазону. 58. Спосіб за п. 56, який відрізняється тим, що щонайменше один із сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів генерують шляхом прямої обробки піддіапазонів на основі одного сигналу аналізованого піддіапазону з використанням коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, і щонайменше один із сигналів проміжних синтезованих піддіапазонів генерують шляхом обробки перехресних добутків на основі двох сигналів синтезованих піддіапазонів з використанням коефіцієнта Q перетворення піддіапазонів і коефіцієнта S розтягування піддіапазонів, які незалежні від перших двох коефіцієнтів. 59. Спосіб за п. 58, який відрізняється тим, що зазначене генерування проміжного сигналу синтезованого піддіапазону шляхом обробки перехресних добутків припиняють у відповідь на задоволення одного з наступного: a) співвідношення амплітуди Ms аналізованого піддіапазону члена із прямого джерела, що 20 приводить до синтезованого піддіапазону, і щонайменше амплітуди Mc в оптимальній парі членів з перехресного джерела, що приводять до синтезованого піддіапазону, більше, ніж попередньо визначена постійна q ; b) синтезований піддіапазон містить значний внесок від модуля прямої обробки; c) основна частота  0 менша, ніж рознесення частот f A блока аналізуючих фільтрів. 5 10 25 60. Спосіб за будь-яким із пп. 34-59, який відрізняється тим, що одержують Y Z аналізованих піддіапазонів; формують Y Z вхідних дискретних значень; для генерування Z кадрів оброблюваних дискретних значень використовують Y Z відповідних кадрів вхідних дискретних значень; визначають Z сигналів синтезованих піддіапазонів; і генерують Z розтягнутих у часі та/або перетворених по частоті сигналів. 61. Носій даних, у пам'яті якого зберігаються машинозчитувані команди, призначені для виконання способу за будь-яким із пп. 34-60. 26 UA 105988 C2 27 UA 105988 C2 28