Пристрій для передачі та приймання інформації

Пристрій для передачі та приймання інформації, що містить у своєму складі джерело сигналу, n каналів зв'язку, n блоків вимірювання величини відношення сигнал - завада і відтворюючий пристрій, який відрізняється тим, що в нього введені n передспотворюючих фільтрів з різними законами передспотворення, n компресорів, n експандерів, n корегуючих фільтрів, блок селекції C2 2 (19) 1 3 му вибирають випадковий закон зміни несучих частот, розпаралелюють тракти передачі та прийому, а також блоки вимірювання величини відношення сигнал-завада всіх каналів зв'язку, при цьому одночасно вимірюють величини відношення сигнал-завада у кожному з каналів зв'язку і реалізують режим миттєвої селекції каналу з найбільшим значенням величини відношення сигналзавада, а також зменшують час затримки сигналів у кожному з каналів за рахунок усунення блоків мультиплексора і демультиплексора. Недоліки цього способу, а також аналогічних способів полягають у наступному: застосування дуже складного блока програмового керування зміною несучих частот; необхідність мати прямий канал керування для настроювання приймачів інформації при змінені несучих частот відповідних передавачів інформації; перша вирішальна схема для визначення найбільшого значення величини відношення сигналзавада на виході каналів зв'язку дуже складна, що зумовлено реалізацією її на базі автоматного оптимізатора; необхідність достатньо точного визначення порогової величини відношення сигнал-завада; для функціонування другої вирішальної схеми необхідно мати на її входах два аналого-цифрові перетворювачі; для підвищення завадостійкості системи зв'язку у прототипі не застосовуються методи оптимальної лінійної фільтрації сигналів. Таким чином, прототип запропонованого винаходу має відносно низьку завадозахищеність в умовах складної завадової обстановки у системі зв'язку, що обумовлено відсутністю ефективних методів завадостійкої обробки інформації на передавальному і приймальному трактах системи зв'язку. В основу винаходу поставлена задача підвищення завадозахищеності багатоканальної системи зв'язку з повторенням шляхом введення нелінійного передспотворення сигналів, що передаються, а також нелінійного корегування сигналів на виходах кожного з каналів зв'язку. Крім того, в систему зв'язку на приймальному кінці для остаточної обробки сигналів введений адаптивний оптимальний лінійний фільтр, що сприяє додатковому підвищенню завадостійкості системи зв'язку. Розв'язання цієї технічної задачі здійснюється тим, що згідно зі способом, який полягає в тому, що при дії в каналах зв'язку системи передачі інформації імпульсних завад або короткочасової перерви зв'язку програмове керують зміною несучих частот передавачів і приймачів інформації, причому вибирають випадковий закон зміни несучих частот на передачі та прийомі, розпаралелюють тракти передачі та прийому, а також блоки вимірювання величини відношення сигнал-завада всіх каналів зв'язку, при цьому одночасно вимірюють величини відношення сигнал-завада у кожному з каналів зв'язку і реалізують режим миттєвої селекції каналу з найбільшим значенням величини відношення сигнал-завада, у кожному з каналів зв'язку включають передспотворюючі та корегуючі фільтри з різними законами передспотворення 93726 4 сигналів і з взаємооберненими АЧХ, на виходах передспотворюючих фільтрів включають компресори для стиснення динамічного діапазону передспотворенних сигналів, а на входах відповідних корегуючих фільтрів включають експандери для розширення динамічного діапазону сигналів, замість складної першої вирішальної схеми (автоматного оптимізатора) для оцінювання найбільшого значення величини відношення сигнал-завада використовують схему, що має в своєму складі мультиплексор, генератор синхроімпульсів і лічильник імпульсів, причому для каналу зв'язку, який має найбільшу завадозахищеність, застосовують у приймальному тракті адаптивну оптимальну лінійну фільтрацію сигналу. При порівнянні з прототипом запропонований спосіб забезпечує підвищення завдозахищеності системи зв'язку, за рахунок того, що для оптимальної обробки інформації застосовується передспотворення та компандування (компресія та розширення динамічного діапазону сигналів), а також адаптивна оптимальна лінійна фільтрація сигналу в найкращому з каналів зв'язку. Структурна схема системи зв'язку, яка пояснює запропонований спосіб, зображена на Фіг. 1. Схема містить в собі: послідовно сполучені джерело сигналу 1, розпаралелені передспотворюючі фільтри з різними законами передспотворення 2,2-1, ..., 2 -n, компресори 3, 3 - 1, ..., 3 -n, канали зв'язку 4, 4-1, ..., 4-n, експандери 5, 5 - 1, ..., 5 -n, корегуючі фільтри 6, 6 - 1, .... 6 - n, блоки вимірювання величини відношення сигнал-завада 7, 7 - 1, .... 7 - n, блок селекції каналів 8, адаптивний оптимальний лінійний фільтр 9, детектор 10, відтворюючий пристрій 11, аналого-цифровий перетворювач 12 і блок оцінювання максимуму величини відношення сигнал-завада 13. При цьому розпаралелені передспотворюючі фільтри, компресори, канали зв'язку, експандери, корегуючи фільтри і блоки вимірювання величини відношення сигналзавада. Схема (Фіг. 1) функціонує таким чином. Сигнал з виходу джерела сигналу 1 паралельно надходить до входів передспотворюючих фільтрів 2, 2 1, ... , 2 - n, а з виходів останніх - до входів компресорів 3, 3 - 1, ..., 3 - n. В кожному з каналів зв'язку заздалегідь вибирають закон амплітудного передспотворення таким чином, щоб він був різним для всіх каналів. Стиснення динамічного діапазону передспотворенного сигналу у відповідних компресорах вибирають за умови компенсації відповідного збільшення динамічного діапазону в кожному з каналів зв'язку. Сигнали кожного каналу з виходів компресорів подаються до відповідних входів каналів зв'язку 4, 4 - 1, .... 4 - n. Кожний канал у своєму складу містить передавач інформації, середовище розповсюдження радіохвиль і приймач інформації. На виходах кожного з приймачів (лінійних трактів) включають експандери 5, 5 - 1, .... 5 - n, які призначені для відтворення динамічного діапазону сигналу, що зазнав відповідного стиснення у компресорах. З виходів канальних експандерів інформаційні сигнали надходять до відповідних входів корегуючих фільтрів 6, 6 - 1, ..., 6 - n, які 5 мають АЧХ взаємообернені до АЧХ відповідних передспотворюючих фільтрів для того, щоб відтворити інформаційні сигнали, що передаються. На виходах каналів зв'язку включають блоки вимірювання величини відношення напруг сигналу і завади 7, 7 - 1, ..., 7 - n. Схеми цих блоків відомі та виконані згідно з А.с. 146367, Кл. 21а4, 71. Виміряні значення величин відношення сигнал-завада подаються до відповідних входів блока оцінювання максимуму величини відношення сигнал-завада 13. Схема цього блока зображена на Фіг. 2. Вона містить у своєму складі: мультиплексор MX, напівпровідниковий діод VD, джерело порогової напруги Еп, конденсатор С, генератор синхронізуючих імпульсів (ГСІ), лічильник імпульсів (ЛІ) і блок формування сигналу обнуління (БФСО). Інформаційні входи мультиплексора MX Вхід 1, Вхід 2, ..., Вхід п сполучені з відповідними виходами блоків вимірювання величини відношення сигнал-завада 7, 7 - 1, .... 7 - n, а вихід мультиплексора F з'єднаний з анодом діода VD, причому катод діода сполучений з плюсом (+) джерела порогової напруги Еп, а також зі входом блока формування сигналу обнуління БФСО і одночасно зі входом аналогоцифрового пертворюрювача 12, вихід якого з'єднаний зі входом (Вхід n + 1) блока селекції каналів 8. Цей вхід виконує роль входу селекції мультиплексора (блока 8). Вихід F1 блока оцінювання величини відношення сигнал-завада 13 сполучений зі входом керування (Вхід 2) адаптивного оптимального лінійного фільтра 9. Вихід БФСО з'єднаний з другим входом (Вхід 2) лічильника імпульсів ЛІ, який працює в режимі додавання, тобто сигнал обнуління, що сформований на виході БФСО, подається на відповідні входи виставлення нуля кожного з розрядів лічильника імпульсів. При цьому вихід генератора синхронізуючих імпульсів ГСІ сполучений з першим входом (Вхід 1) лічильника імпульсів, на виходах а, б, в якого формується бінарний n - розрядний код, причому виходи лічильника імпульсів з'єднані з відповідними входами а, б, в мультиплексора MX, які використовуються в якості сигналу селекції його входів. На Фіг. 2 умовно зображено трьох розрядні входи х, у, z сигналу селекції мультиплексора. Така розрядність дозволяє обслуговувати 7 блоків вимірювання величини відношення сигналзавада, тобто 7 каналів зв'язку. Для збільшення кількості каналів, що контролюються, необхідно відповідне збільшення розрядності лічильника імпульсів, а також числа входів сигналу їх селекції у мультиплексорі. Зміна бінарних кодових комбінацій на виходах лічильника імпульсів призводить до послідовної комутації сигнальних входів мультиплексора, тобто до їхнього з'єднання з виходом F останнього. Цей процес триває до того часу, коли відкриється діод VD, тобто напруга сигналу на його аноді стане більшою ніж величина порогової напруги + Еп на катоді діода. Після відкриття діода корисний сигнал з виходу блока вимірювання величини відношення сигнал-завада у відповідному каналі зв'язку подається на вхід блока формування сигналу обнуління (Фіг. 2). На виході останнього формується сигнал логічного нуля, який надходить до входів 93726 6 збросу кожного розряду лічильника імпульсів. При цьому останній обнулюється і комутація входів мультиплексора припиняється, тобто на виході мультиплексора F продовжує формуватися максимальне значення сигналу, пропорційного такому ж значенню відношення сигнал-завада, що забезпечує відкриття діода VD. Блок формування сигналу обнуління можна реалізувати на базі асинхронного RS-тригера, на пусковий вхід якого через конденсатор С (Фіг. 2) подається корисний сигнал з катоду діода VD, а сигнал логічного нуля одержується на інверсному виході тригера. У тому випадку, коли вихідний сигнал мультиплексора MX зменшується до того рівня, при якому його величина стає меншою ніж напруга + Еп, діод не відкривається і сигнал обнуління розрядів лічильника імпульсів стає відсутнім. При цьому мультиплексор продовжує роботу в режимі пошуку максимальної величини відношення сигнал-завада. Інформаційні сигнали з виходів корегуючих фільтрів 6, 6-1,..., 6-n надходять до відповідних входів (Вхід 1, Вхід 2,..., Вхід n) блока селекції каналів 8, який реалізується на базі схеми мультиплексора. Сигналом селекції входів останнього є сигнал виходу аналого-цифрового перетворювача 12, на вхід якого з виходу F1 (Фіг. 2) блока 13 подається аналоговий сигнал, що пропорційний максимальній величині відношення сигнал-завада в одному з каналів зв'язку. Аналого-цифровий перетворювач 12 призначений для перетворення аналогового сигналу у цифровий код, що подається до входу (Вхід n +1) блока селекції каналів 8. Цей цифровий (бінарний) код виконує роль сигналу селекції входів блока 8, який представляє собою мультиплексор. Таким чином, на виході блока селекції каналів 8 комутується тільки такий канал зв'язку, в якому величина відношення сигналзавада є найбільшою. Адитивна суміш інформаційного сигналу і завади з виходу блока 8 подається до інформаційного входу (Вхід 1) адаптивного оптимального лінійного фільтра 9 (Фіг. 1). На вхід керування (Вхід 2) останнього надходить сигнал з виходу F1 блока оцінювання максимуму величини відношення сигнал-завада 13. Цей сигнал сприяє узгодженню фільтра 9 з амплітудним спектром інформаційного сигналу, тобто АЧХ оптимального лінійного фільтра настроюється (адаптується) на максимум амплітудного спектра інформаційного сигналу. Сигнал з виходу фільтра 9 надходить до входу детектора 10, а з виходу останнього - до входу відтворюючого пристрою 11. Запропонований спосіб забезпечує більшу завадозахищеність при порівнянні з прототипом завдяки тому, що в ньому застосовується оптимальна обробка сигналів в кожному з каналів зв'язку шляхом нелінійного передспотворення (передспотворюючий фільтр і компресор), а також нелінійного корегування (експандер і корегуючий фільтр). Крім того, у приймальному тракті системи зв'язку після пошуку найбільш завадозахищеного каналу застосовується адаптивна оптимальна лінійна фільтрація сигналу на фоні завади. 7 93726 Наведемо розрахунок виграшу в завадозахищенності, який може бути одержаним від використання запропонованого способу при порівнянні з прототипом. Оскільки в кожному з каналів зв'язку використовуються різні закони передспотворення та корегування сигналів, то можна вважати, що в одному з каналів така обробка сигналів буде оптимальною. Тоді максимальний енергетичний виграш у завадозахищеності такого каналу Smax визначиться за формулою [Штейн В. М. О расчете линейных предыскажающих и корректирующих устройств // Радиотехника. - 1956. - Т. 11.-№2.-С. 60-63]. Smax   G()d   N()d/    2 G()N()d , (1) де G(), N() - спектральні щільності потужності відповідно сигналу і адитивної завади;  ефективна смуга частот каналу зв'язку. Нехай по каналу зв'язку передається сигнал, що представляє собою марковський процес зі спектральною щільністю потужності G()  2 2c 2  2 де  - коефіцієнт, що характеризує швидкість експоненційного спадання 2 автокореляційної фу2 нкції сигналу; c - дисперсія сигналу;  - колова частота. Адитивну заваду, що діє в каналі зв'язку, вважаємо білим шумом зі спектральною щільністю N( )=N0=const. Підставляючи спектри сигналу і завади у вираз (1), одержуємо Smax  У приймальному тракті системи зв'язку при використанні запропонованого способу застосовується адаптивна оптимальна лінійна фільтрація в каналі, який має найбільшу завадозахищенність. Визначимо додатковий енергетичний виграш у завадозахищенності за рахунок оптимальної фільтрації сигналу на фоні завади. Цей виграш знаходиться за виразом S2   2 2 2 1  2с 2с 1  c 0 2  2 d    arctg   2 , 2 0  N0 , Pс вх  1  2 c . 2N0  Потужності сигналу і завади на виході оптимального лінійного фільтра можна визначити, якщо відома АЧХ цього фільтра [Левин Б.Р, Теоретические основы статистической радиотехники. -М.: Сов. радио, 1968, кн. 2. - С. 286] 2 K( j)         2  2  ln      2 Pc вих / Pз вих  , ( 4) 1 Pc вх / Pз вх де Рс вх, Рз вх - потужності відповідно сигналу і завади на вході оптимального лінійного фільтра, а Рс вих, Рз вих - ці ж параметри на виході фільтра. Знаходимо потужності сигналів і завад у (4). Як і раніше моделюємо спектральну щільність сигналу виразом (2), а адитивну заваду вважаємо білим шумом. З урахуванням цього знаходимо: Pз вх , ( 2)   arctg 8       2 . (3 ) Припустимо, що канали зв'язку застосовуються в якості каналів тональної частоти (ТЧ) для передавання мовленнєвих повідомлень. Тоді ефективна смуга частот такого каналу  = 23,1 рад/с. Нехай мовленнєвий сигнал задовольняє умові сильного ступеня кореляційного зв'язку, тобто =0,1. Якщо врахувати ці параметри, то з формули (3) одержуємо Smax = 5,1 або 7,1 дБ. У каналах зв'язку одночасно з передспотворенням і корегуванням застосовується також компандування передспотворенного сигналу, тобто компресія (стиснення) динамічного діапазону на передачі та експандерування (розширення) цього діапазону в приймальному тракті. При цьому можна одержати додатковий енергетичний виграш у завад озахищенності, який дорівнює S1 = 14 дБ [Зиборов С.Р., Маригодов В.К. Функциональные преобразователи с дискретным компандированием сигнала. - М.: Энергоатомиздат, 1988. - С. 135]. G() . (5) G()  N0 З урахуванням (5) одержуємо: Pc вих  4 1  G2 () c 0 G()  N d  N   , 2 0 0 Pз вих  2 N0  G() c 0 G()  N d  2 , 2 0 2  2 2c , N0  S2  4 або S2  10 lg 4  6 дБ. Результуючий енергетичний виграш S у завадозахищенності запропонованого способу при порівнянні з прототипом розраховується за виразом: S = Smах + S1 + S2 =7,1+14+6= 27,1 дБ. Такий виграш пояснюється тим, що у прототипі не застосовується передспотворення, компандування та оптимальна лінійна фільтрація сигналу. Виграш, що реалізується у прототипі, пояснюється тільки тим, що в ньому зменшується часова затримка інформаційного сигналу. Але в запропоно 9 93726 ваному способі також не виникає затримки сигналу. Таким чином, техніко-економічна ефективність запропонованого способу полягає в енергетично Комп’ютерна верстка Л. Купенко 10 му виграші щодо підвищення завадозахищенності при порівнянні з прототипом, який складає 27,1 дБ. Підписне Тираж 23 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601