Спосіб пеленгації джерел радіовипромінювання з частотним поділом сигналів

Спосіб пеленгації джерел радіовипромінювання з частотним поділом сигналів, що включає когерентний прийом сигналів N-елементною антенною решіткою (АР) з багатоканальним приймачем, один з каналів якої є опорним, синхронне перетворення прийнятих елементами АР сигналів у цифрові сигнали аналого-цифровими перетворювачами в кожному каналі, здійснення спектрального аналізу у всіх каналах АР, проведення в спецпроцесорі для кожного частотного піддіапазону, у якому виявлений сигнал, обробки комплексних спектральних характеристик для визначення двовимірного пеленга кожного сигналу, який відрізняється тим, що оцінювання несучих частот сигналів після аналого-цифрового перетворення здійснюється тільки в одному просторовому каналі АР і базується на алгоритмах нелінійного спектрального аналізу, поділ сигналів виконується алгоритмом відновлення сигналів, що є наслідком проекційної' моделі вхідних канальних сигналів АР, оцінювання двомірних пеленгів потоку сигналів, розділених за несучою частотою, виконується аналітичним алгоритмом, в основі якого лежить знаходження оцінки пеленгаційного вектора для кожного сигналу на основі процедур формування біортогонального набору відновлених сигналів в одному опорному каналі, знаходження вектора кореляції біортогонального набору з просторовим векторним Інформаційним процесом на вході АР та формування і розв'язання для кожного сигналу систем з N - 1 лінійних рівнянь, що зв'язують кутові координати напряму приходу сигналу з елементами пеленгаційного вектора. Корисну модель слід віднести до пасивної радіолокації, вона може бути використана для одночасного пеленгування і визначення несучих частот потоку сигналів радіоелектронних засобів (РЕЗ). Крім зазначеної галузі, пропонований спосіб може бути використаний у будь-яких системах пасивної чи активної локації (гідролокації, звуколокації, радіоастрономії і т.і.). У яких виникає задача просторово-частотного поділу й оцінювання параметрів сигналів (ПЧРОПС) різних джерел. Специфічною особливістю сучасної пасивної радіолокації є істотна апріорна невизначеність про число І параметри сигналів, одночасна наявність як імпульсних, так і квазібезперервних сигналів, великий динамічний діапазон сигналів, а також дуже короткі інтервали часу стаціонарності параметрів сигналів джерел чи приймачів радіовипромінювання, які рухаються, що зумовлює необхідність істотної модернізації відомих та розробки нових способів і алгоритмів ПЧРОПС. Як аналоги корисної моделі можуть розглядатися винаходи: російських авторів Шевченко В. Н., Вертоградова Г. Г., Іванова Н М. і Берсенева Е В. «Способ определения двумерного пеленга, частоты и состояния источников радиоизлучения», патент №2000121798, G01S3/04, 2004 [1], «Способ пеленгации множества источников радиоизлучения, одновременно попадающих в полосу приема», патент №2207583, G01S3/00 /14/74,2003 [2]; російських авторів Рембовского A.M. і Кондращенко В.Н. «Способ пеленгации радиосигналов и многоканальный пеленгатор», з-ка №96113892, G01S3/14 /74,1998 [3]. Останній був розглянуто як прототип. Спосіб пеленгації радіосигналів [3] включає когерентний прийом сигналів N-елементною антенною решіткою (АР) з багатоканальним приймачем, один з каналів якого є опорним, синхронне перетворення прийнятих та підсилених сигналів еле см 00 00 4882 ментами АР у цифрові сигнали аналогоцифровими перетворювачами (АЦП) у кожному каналі, здійснення дискретного перетворення Фур'є у всіх каналах, поділу комплексних спектрів у каналах на піддіапазони і проведення в спецпроцесорі для кожного частотного піддіапазону обробки комплексних спектральних характеристик з метою визначення двовимірного пеленга кожного сигналу. Принциповим недоліком непараметричних способів ПЧОРПС, що базуються на класичній процедурі спектрального аналізу за допомогою перетворення Фур'є, є сильний взаємозв'язок навіть вузькосмугових сигналів на коротких часових інтервалах спостереження (бічні пелюстки спектрів одних сигналів перетинаються з головними пелюстками інших), що не дозволяє здійснити ефективний поділ, оцінювання параметрів і відновлення сигналів, що виконується традиційними методами оберненого перетворення Фур'є головних пелюстків спектрів сигналів. Для оцінювання пеленга необхідно, згідно з [13], проводити спектральний аналіз у кожному каналі, що збільшує апаратні витрати при паралельній обробці чи обчислювальні витрати при послідовній обробці дискретизованих сигналів. Одним з підходів до усунення принципових недоліків лінійного спектрального аналізу є застосування параметричних методів на базі алгоритмів нелінійного спектрального аналізу (НСА). Вони із самого початку були покликані для усунення недоліків перетворення Фур'є, пов'язаних з обмеженням часового «вікна» спостереження. Перевагами цих алгоритмів є більший динамічний діапазон та висока, не властива спектрам Фур'є, роздільна здатність, при близькій до спектральних оцінок Фур'є точності визначення параметрів. Алгоритми НСА, в основному, пристосовані для оцінювання частотних параметрів сигналів [4], без врахування можливості відновлення часових реалізацій окремих сигналів РЕЗ. Важливим залишається питання застосування методів НСА для визначення просторових параметрів сигналів в умовах складної' сигнально-переш кодової обстановки на коротких часових інтервалах часу аналізу В основу корисної моделі поставлено задачу вдосконалення способів визначення двовимірного пеленга та несучої' частоти сигналів джерел радіовипромінювання для АР з багатоканальним приймальним пристроєм, шляхом використання властивостей алгоритмів «надрелеєвського» розділення з метою забезпечити розширення функціональних можливостей, підвищення динамічного діапазону і зменшення обчислювальних витрат при оцінюванні параметрів сигналів. Спосіб здійснюють таким чином. На відміну від прототипу, після аналогоцифрового перетворення сигналів у кожному каналі, виконують оцінювання спектра тільки в одному з каналів АР, далі він має назву опорного. Для цього, замість дискретного перетворення Фур'є, в опорному каналі формують векторний інформаційний процес (ВІП) К>М, що за умови де М - кількість лінійно незалежних сигналів із плоскими фронтами на вході АР, t| - дискретні відліки часу, AFm - ширина спектра т-го сигналу, At - час між узяттям першого й останнього відліку окремого вектора з ZK(t|), може бути поданий, при детермінованій постановці, у вигляді — М _гп — m ( t , ) . l = 1.L, (1) де Cm(tk) - реалізація т-го сигналу за часом, —т VK - частотний вектор-стовпець, що відповідає т-му сигналу, І_ - КІЛЬКІСТЬ векторів у ВІП, великий індекс, праворуч знизу, позначає роз-.ҐП мірність вектора. Елементи векторів VK подаються таким виразом Vk = exp(j2nfmkT0), k = О К Й . (2) де fm - несуча частота т-го сигналу, т 0 - інтервал за часом між цифровими відліками сигналів, j - уявна одиниця ^] = - 1 . Вектори ВІП 2«(t|) є послідовними вибірками К елементів одномірної цифрової послідовності z-|(t|), що надходить з АЦП опорного каналу, зрушенням на один відлік при формуванні чергового вектора ZN(t|) = (3) На основі ВІП (3) формують відомими методами [4, 5, 6] проектор Лкк У підпростір сигналів Кмірного Евклідового векторного простору Ек ВІП, а також проектор в ортогональне доповнення до сигнального підпростору А 1М і Л М л кк -'кк-лккде І к к - одинична матриця. Наприклад, при реалізації алгоритму MUSIC [4] проектор у сигнальний підпростір формується -т на основі М власних векторів гік вибіркової кореляційної матриці ВІП (3) де + - операція ермітового спряження, що відповідають М ненульовим (найбільшим у статистичній постановці) власним числам. При цьому вираз для проектора має вигляд Z«(t|) розмірності . (4) т=1 4882 Для одержання оцінок несучих частот сигналів відповідно до виразу 2 знаходячи кореляцію між вхідним просторовим ВІГІ та набором біоротогональних сигналів згідно з W N M (fme m ) = Z N (t l )5 M (t I ), (10) (5) будують частотну характеристику F(f) для аналізованого ВІГІ (2) шляхом перебору векторів VK(f), де CM(t|) - набір біортогональних сигналів [8], що мають властивість що відповідають частотам f із заданого діапазону аналізу [fmin, fmax], 3 КрОКОМ Af , ДЄ VK.(f) - ВЄКТОрИ, с та обчислюються за виразом сформовані відповідно до (2). Позначення |*| || означає обчислення норми вектора. Мінімуми частотної характеристики (5) відповідають оцінкам несучих частот f m сигналів на де W N M - оцінка пеленгаційної матриці, вході АР. На основі оцінок частот формують пеле C M (t) отримано при частотному аналізі відповідно нгаційну матрицю, що включає вектори V K ( T ) , ДО (7) відповідні оцінкам частот f m Далі формують для кожного із М сигналів систему рівнянь, яку складають з N-1 рівнянь, що зв'язують елементи векторів (10) з координатами векторів напрямів ет на джерело радіовипромінення, вигляду ( ) ( ) (12) _ Для поділу сигналів за частотою використовують, на відміну від прототипу, не цифрові частотні фільтри, а алгоритм відновлення форми сигналів. У [7], (стр. 239, формула (7.14)) показана принципова можливість відновлення сигналів, яка випливає з проекційної моделі ВІГІ (1). Далі відновлюють сигнали в опорному каналі відповідно до См(*і) = VKMZK(t|), (7) де CM(t|) - матриця, рядки якої являють собою оцінки відновлених сигналів; V£M - лсевдообернена [8] до (6) матриця 'кмНа основі комплексного ВІГІ, сформованого на виході N просторових каналів, що може бути поданий проекційною моделлю, аналогічно (1) м m=1 де W^(f m e m > - пеленгаційний вектор т-го сигналу, що падає на антенну решітку з напряму е т , однозначно зумовленого кутом місця Э й азимутом ,..., Є де (•- •) - операція знаходження скалярного добутку двох векторів; гп - вектор, що містить просторові координати антенних елементів; Т - операція транспонування; обчислюють оцінки пеленгаційних векторів сигналів W N ( f m e m ) , в яких закладена вся інформація про кутові координати напряму приходу сигналів, n = 2,N,p=0,1 де ф - оцінка різниці між фазою приходу т-го ™ сигналу сигналу _ Тут в п-ий (n = 2,NJ канал АР і фази приходу в опорний канал. . 2л, к т = — і т - хвильове число т-го сигналу, с На основі вирішення відносно е т перевизначеної (у випадку N>3) системи скалярних рівнянь (12) для кожного сигналу, визначають дві кутові координати напряму приходу сигналів з Декартових координатах векторів е т у секторі однозначної пеленгації з виражень V =sin(0m)cos(m),e_ =sm(em)sin(cpm),em. =cos(6m). Високі темпи розвитку мікроелектроніки, збільшення швидкодії спецпроцесорів, обсягу і швидкодії цифрових запам'ятовуючих пристроїв, швидкості перетворення аналог-цифра (до 2 мільярдів операцій за секунду) дозволяє затверджувати, що реалізація пропонованого способу у цифровому вигляді не являє собою принципових труднощів на високих проміжних частотах і при широких частотних смугах прийому, застосованих у пасивній радіолокації і радіонавігації. На основі застосування у фазових пеленгаторах частотних аналізаторів властивості алгоритмів, що використовують «надрелеєвське» розділення, можливо підвищити динамічний діапазон і роздільну здатність пристроїв, при цьому виникає принципова можливість відновлення форми сигналів для подальшого аналізу їхньої структури, що розширює функціональні можливості пеленгаторів. На базі процедури відновлення і формування біортогонального набору сигналів можливе формування оцінок кутових координат без проведення 8 4882 частотного аналізу сигналів у всіх каналах АР, що знижує обчислювальні витрати, спрощує схему пристрою виконання способу, у цілому підвищує пропускну здатність багатоканальних фазових пеленгаторів і дозволяє виконувати задані функції в масштабі часу, близькому до реального. Технічним результатом корисної моделі є розширення функціональних можливостей, підвищення динамічного діапазону і зменшення обчислювальних витрат на визначення кутових координат потоку сигналів відомих схем пеленгаторівчастотомірів при використанні алгоритмів НСА. Працездатність способу було розглянуто на прикладі оцінювання параметрів потоку сигналів пасивної' радіолокаційної системи. Для цього була розроблена імітаційна комп'ютерна модель пасивного радіолокатора. Вихідні дані. АР являє собою триелементну антенну решітку вигляду, зображеного на Фіг. 1, відстань між елементами решітки d=0,065M, діапазон частотного аналізу на проміжній частоті (ПЧ) 750-1250МГц; на вході АР є два сигнали М=2, потужності сигналів відрізняються на ЗОДб; відношення енергії сигналу з мінімальною потужністю до енергії внутрішньоканального шуму приймальних каналів (далі відношення сигнал шум (ВСШ)) 25Д6, тривалість часового стробу аналізу -0,1мкс, частота дискретизації 2500МГц; параметри першого сигналу: несуча частота після перетворення на ПЧ - 990МГц, кут місця напряму приходу 9 = 44°, азимут вщ) = Фіп. п = 2 А (13) д е rfn - координати другої і третьої антен, фіп - фазові затримки сигналів в елементах решітки порівняно з першим елементом АР отримані на основі W N M відповідно до (12). Векторне рівняння (13), для прийнятої конфігурації решітки, перетвориться в систему лінійних рівнянь де em_ = s i n ( 9 m ) c o s ( ( p m ) , e m > = s i n ( e m ) s i n ( 9 m ) проекції вектора е т на відповідні осі системи координат (Фіг.1), х п , у п - координати приймальних елементів АР. Розв'язок системи (14) з урахуванням конфігурації решітки у матричному вигляді можна подати km Ф-із А = *12 Уі2 d d/2 0 V3d/2 Vkm J де Z N ( t ) - ВІП, що спостерігається збурений шумами; £N(t) - N-мірний векторний процес, відповідний внутрішньоканальним шумам, що моделювалися як нормальні випадкові процеси з нульовим середнім й одиничною дисперсією. Опорним каналом був обраний канал, антенний елемент якого розміщений на початку координат (Фіг. 1). Розмірність частотного ВІП (3) була обрана такою, що дорівнює К=8. Формування проектора в сигнальний підпростір проводилося відповідно до (4) Перед цим формувалася оцінка кореляційної матриці ВІП і обчислювалися її власні вектори. Частотна характеристика при вище описаних умовах, що розрахована з кроком за частотою АІ=0 1МГц, подана на Фіг.2. На Фіг.З для порівняння наведена частотна характеристика отримана, за тих самих умов з використанням дискретного перетворення Фур'є (ДПФ). Аналізуючи частотні 6 m = arccos(e m i ) - a r c c o s U i - ( e m i ' + e r 1 (15) e m t - sin(9 m )cos((p m ) = * р т = (16) Таким чином, розв'язок (15), (16) М систем (14) дозволяють аналітично, після частотного аналізу в опорному каналі АР методами НСА і відновлення сигналів, визначити двовимірні пеленги М сигналів РЕЗ у триелементній АР. У таблиці 1 подані задані частотні та просторові параметри сигналів і оцінки статистичних моментів законів розподілу оцінок (математичне очікування (МО) і середньоквадратичне відхилення (СКВ)) цих параметрів отримані, при використанні пропонованого способу при вище обговорених початкових умовах. Значення МО та СКВ отримані при усереднені за 100 іспитами. 4882 10 Таблиця 1 Несуча частота f, МГц Задане МО оцінзначення ки Перший сигнал Другий сигнал Кут місця € ,градуси СКВ, МГц Азимут ер, градуси (°) С СКВ,° Задане МО оцінзначення ки Задане зна- МО оцінчення ки СКВ, ° 990 988 1,2 44 43,893 0,32 45 44,937 0,26 1010 1010 0,2 46 46,002 0,01 45 44,998 0,01 Список літератури 1. Патент RU № 2000121798, G01S3/04,2004. 2. Патент RU № 2207583, G01S3/00 /14 /74, 2003. 3. Патент RU №96113892, G01S3/14/74,1998. 4. Марпл-мл. С.А. Цифровой спектральный анализ и его приложения. /Пер. с англ. - М,; Мир, 1990.-584 с. 5. Караваев В. В., Сазонов В. В. Статистическая теория пассивной локации - М.: Радио и связь, 1987.-240 с. 6. Вагапов А. М. Оценки максимального правдоподобия пеленгов и формы линейнонезависимых сигналов // Радиотехника и электроника. -1989 - Т. 34. - № 10- С. 2094-2102. 7. Трифонов А.П., Шинаков Ю.С. Совместное различение сигналов и оценка их параметров на фоне помех, -М.: Радио и связь, 1986. - 264с 8. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. - М.: Наука,1988.-552с. де .— —, -20 -40 -*) N Vі ( -SO 1 Фіг. 1 1,2 Фіг. 2 ї ДЛФ(0 І 40 30 1 20 10 Fpfftfff Н 'YVW 1 1-1 Фіг.З Комп'ютерна верстка А Крижанівський Підписне Тираж 37 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вуп Урицького, 45, м Київ, МСП, 03680, Україна ДП "Український інститут промислової власності", вул. Глазунова, 1, м Киш - 42, 01601 ГГц