Одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр

Одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр, що містить подвійний хвилевідний трійник, до входів якого підключені антена і еквівалент антени, а до виходів підключені входи двох узгоджуючих підсилювачів високої частоти, при цьому до диференціальних виходів одного із узгоджуючих підсилювачів високої частоти підключені входи комутатора сигналів, послідовно з'єднані синхронний детектор і фільтр нижніх частот, який відрізняється тим, що додатково введені між виходами подвійного хвилевідного трійника і входами узгоджуючих підсилювачів високої частоти два надзвичайно високочастотні (НЗВЧ) змішувачі, на одні входи яких подаються сигнали з подвійного хвилевідного трійника, а на інші входи, через додатково уведені два феритові вентилі і бінарний подільник потужності, подається сигнал від кодокерованого НЗВЧ-гетеродина, та другий подвійний хвилевідний трійник, до входів якого підключені виходи комутатора сигналів і другого узгоджуючого підсилювача високої частоти, а до виходів - у U 2 (19) 1 3 фізичних величин. Навчальний посібник - Київ: Либідь. - 2003. - С. 82-85), що має дві антени, з'єднані із входами подвійного хвилеводного трійника, до виходів яких через ключі надвисоких частот (НВЧ) підключений хвилеводний суматор, виходом з'єднаний з одним входом НВЧ змішувача, а інший його вхід з'єднаний з гетеродином, до виходу змішувача підключені послідовно з'єднані підсилювач проміжної частоти, квадратичний детектор, підсилювач низької частоти, синхронний детектор, фільтр нижніх частот і індикатор, на керуючі входи синхронного детектора і НВЧ ключів подаються сигнали від парафазного генератора низької частоти. Однак через паразитні індуктивності і ємності конструктивних елементів НВЧ ключів, що застосовані на високочастотному вході радіометра, значно обмежується верхній робочий діапазон досліджень. Через неідентичність коефіцієнтів передачі й відбиття ключів, паразитних зв'язків між каналами в діапазоні вкрай високих частот виникає велика похибка вимірювання потужності прийнятого випромінювання. Крім того, періодичні розриви вимірюваного сигналу і їхня часова несиметрія викликають появу комутаційних перешкод, які важко усунути й вони разом із залишковою сторонньою модуляцією зміщають „нуль" радіометра, що також знижує точність і чутливість радіометричної апаратури. Відомий кореляційний радіометр (див. Есепкина Н. А., Корольков Д. В., Парийский Ю. Н. Радиотелескопы и радиометры. - М.: Наука. - 1972. - С. 259-260), що містить подвійний хвилеводний трійник, до входів якого підключені антена і еквівалент антени, а до виходів - входи двох НВЧпідсилювачів, виходи яких з'єднані з перемножувачем сигналів, а його вихід послідовно з'єднаний через фільтр нижніх частот з реєстратором. Однак нестабільність нульового рівня вихідного сигналу перемножувача не дозволяє одержати високу чутливість і точність виміру за рахунок підсилення усередненого сигналу, тому що одночасно підсилюється як корисний сигнал, так і завада, а це проявляється у вигляді випадкового дрейфу нуля перемножувача. В якості прототипу прийнятий кореляційний радіометр (див. Патент №39444А (України), G01R29/08, Кореляційний вимірювач інтенсивності електромагнитного випромінювання/ Скрипник Ю. О., Шевченко К Л., Санніков В. Ю., Лісовський О. А., Бюл. № 5, 2001.), що містить подвійний хвилеводний трійник, до входів якого підключені антена і еквівалент антени, а до виходів підключені входи двох узгоджуючих підсилювачів високої частоти, до диференціальних виходів одного із узгоджуючих підсилювачів високої частоти підключені входи комутатора сигналів, вихід якого, а також вихід другого узгоджуючого підсилювача високої частот з'єднані з входами аналогового перемножувача, до виходу якого послідовно підключені вибірковий підсилювач низької частоти, синхронний детектор, фільтр нижніх частот і реєструючий прилад, генератор низької частоти, з'єднаний з керуючими входами комутатора сигналів і синхронного детектора, послідовно з'єднані генератор шуму, атенюатор, хвилеводний тройник, хвилеводний 49190 4 перемикач і три спрямованих відгалужувача, включених до виходів узгоджуючих підсилювачів високої частоти. Однак через складність забезпечення в НВЧдіапазоні рівності коефіцієнтів підсилення та ідентичності частотних характеристик підсилювачів високої частоти важко забезпечити повне пригнічення впливу їхніх власних шумів. Через неминучі паразитні зв'язки між підсилювачами каналів, міжканальних провідностей за джерелом живлення, зовнішніхзавад тощо, корельовані шуми і завади формують на виході радіометра постійну напругу, що знижує точність і чутливість кореляційного радіометра. В основу корисної моделі покладене завдання створити одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр, у якому введення нових елементів і зв'язків забезпечило б дослідження та контроль властивостей і складу тканин біологічних та фізичних об'єктів за рахунок оцінки потужності радіотеплових та біоінформаційних сигналів у НЗВЧ діапазоні в автоматичному режимі по встановленій програмі, розширення верхньої границі частотного діапазону досліджень, підвищення чутливості і точності апаратури. Поставлене завдання вирішується за рахунок того, що у одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр, що містить подвійний хвилеводний трійник, до входів якого підключені антена і еквівалент антени, а до виходів підключені входи двох узгоджуючих підсилювачів високої частоти, до диференціальних виходів одного із узгоджуючих підсилювачів високої частоти підключені входи комутатора сигналів, послідовно з'єднані синхронний детектор і фільтр нижніх частот, згідно корисної моделі, додатково введені між виходами подвійного хвилеводного трійника і входами узгоджуючи підсилювачів високої частоти два НЗВЧ-змішувача, на одні входи яких подаються сигнали з подвійного хвилеводного трійника, а на інші входи, через додатково уведені два феритових вентиля і бінарний подільник потужності, подається сигнал від кодокерованого НЗВЧгетеродина, другий подвійний хвилеводний трійник, до входів якого підключені виходи комутатора сигналів і другого узгоджуючого підсилювача високої частоти, а до виходів - у кожному каналі послідовно з'єднані підсилювачі високої частоти і квадратори, виходи яких через кодокерований фільтр, що включає регульовані два резистори, між якими включений регульований конденсатор, підключені відповідно до інвертуючого і неінвертуючого входів диференціального підсилювача, вихід якого з'єднаний з входом кодокерованого вибіркового підсилювача низької частоти, а також введені комп'ютер (мікроЕОМ) з генератором тактової частоти, аналого-цифровий перетворювач (АЦП), дільник частоти, перший цифровий вихід мікроЕОМ з'єднаний з кодокерованим входом НЗВЧ-гетеродина, другий цифровий вихід з'єднаний з кодокерованим фільтром, що включає регульовані два резистори, між якими включений регульований конденсатор, третій цифровий вихід з'єднаний з кодокерованим входом вибіркового підсилювача низької частоти, що послідовно підключений до входу синхронного 5 детектора, четвертий цифровий вихід з'єднаний з цифровим індикатором, до аналогового входу АЦП підключено вихід фільтра нижніх частот, а цифровий вихід АЦП підключений до цифрового входу мікроЕОМ, керуючі сигнали тактової частоти із мікроЕОМ через подільник частоти подаються на комутатор сигналів і синхронний детектор. Введення між виходами подвійного хвилеводного трійника і входами узгоджуючих підсилювачів високої частоти двох НЗВЧ-змішувачів, двох феритових вентилей, бінарного подільника і кодокерованого НЗВЧ-гетеродина дозволяє значно підвищити верхню границю частотного діапазону досліджень та забезпечити можливість діапазонної роботи шляхом перестроювання частоти гетеродина, введення другого подвійного хвилеводного тройника, двох підсилювачів високої частоти і двох квадраторів, кодокерованого фільтра, що включає регульовані два резистори, між якими включений регульований конденсатор, диференціального підсилювача з інвертуючим і неінвертуючим входами, кодокерованого вибіркового підсилювача низької частоти, з'єднаних зазначеним способом, дозволяє сформувати на виходах другого хвилеводного трійника сумарний і різницевий сигнали, один з яких містить прийнятий антеною корисний сигнал у суміші з власними шумами вхідних елементів, а інший - тільки шуми вхідних елементів, які у результаті періодичного перетворення створюють на вході диференціального підсилювача змінну напругу частоти комутації, пропорційну тільки інтенсивності прийнятого антеною корисного сигналу, а введенння мікроЕОМ з генератором тактової частоти, АЦП, подільником частоти забезпечує оптимальний вибір частоти комутації, смуги пропускання вибіркового підсилювача низької частоти і параметрів кодокерованого вхідного фільтра диференціального підсилювача. Усе це дає можливість підвищити чутливість і точність радіометра, за рахунок чого забезпечити дослідження та контроль властивостей і складу тканин біологічних та фізичних об'єктів шляхом вимірювання радіотеплових та біоінформаційних сигналів у значно більш високому діапазоні частот порядка 50 ГГц. На Фіг. представлена електрична функціональна схема одновходового супергетеродинного кореляційного радіометру. Одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр включає наступні елементи: антена 1, з'єднана з одним із входів подвійного хвилеводного трійника 2, до іншого входу якого підключений еквівалент антени 3. Виходи подвійного хвилеводного трійника 2 з'єднані з входами НЗВЧзмішувачів 4 і 8, до керуючих входів яких подається сигнал з кодокерованого НЗВЧ-гетеродина 10 через бінарний дільник потужності 6 і два феритових вентиля 5 і 7, виходи НЗВЧ-змішувачів 4 і 8 з'єднані з входами узгоджуючих підсилювачів високої частоти 9 і 11, один із яких 9 має прямий та інверсний виходи, що підключені через комутатор сигналів 12 до одного із входів другого хвилеводного трійника 13, виход узгоджуючого підсилювача 11 з'єднаний з другим входом другого хвилеводного трійника 13, до виходів якого послідовно підк 49190 6 лючені підсилювачі 14 і 15 високої частоти і квадратори 16 і 17, виходи яких через кодокерований фільтр, що включає регульовані два резистори 18 і 20, між якими включений регульований конденсатор 19, контакти якого з'єднані з інвертуючим та неінвертуючим входами диференціального підсилювача 21, до виходу якого підключені послідовно з'єднані кодокерований вибірковий підсилювач 22 низької частоти, синхронний детектор 23, фільтр 24 нижніх частот, АЦП 25, мікроЕОМ з генератором тактової частоти 26, через подільник частоти 27 з'єднаний із синхронним детектором 23 і комутатором сигналів 12, а через кодокеровані ланцюга з кодокерованим входом НЗВЧ-гетеродина 10, кодокерованим входом вибіркового підсилювача 22 низької частоти, кодокерованим входом фільтра диференціального підсилювача 21, що включає регульовані два резистори 18, 20 і конденсатор 19, і індикатором 28. Одновходовий супергетеродинний кореляційний радіометр працює наступним чином. Прийнятий антеною 1 від об'єкту дослідження „О" шумоU0 вий електромагнітний сигнал , на її виході перетвориться в сигнал, значення якого визначаються температурою досліджуваних ділянок об'єкта, інтенсивністю фізіологічних процесів (для біооб'єктів), випромінювальною здатністю поверхні і параметрами антени. Дисперсія вихідного сигналу антени 1 з урахуванням її власних шумів можна представити у виді суми: U2 1 2 2 U0 UШ1 , (1) 2 U0 2 S1 T0 f1 UБ1 де - дисперсія радіотеплового сигналу, що надходить від об'єкта, на ви ході антени 1; 2 UШ1 4kT1R1 f1 - дисперсія власних S1 шумів антени 1; - чутливість антени X1; коефіцієнт, що залежить від випромінювальної T здатності об'єкта дослідження; 0 - температура f джерела випромінювання; 1 - смуга частот високочастотної частини кореляційного радіометра; 2 UБ1 - дисперсія біоінформаційного випромінювання об'єкта, на виході антени 1; k - постійна Боль23 T R , цмана 138 10 Дж/К); 1 і 1 - температура і опір антени 1. При підключенні антени 1 і еквівалента антени 3, шуми якого вибирають рівними відповідним шумам антени 1, на Н- і Е-входи подвійного хвилеводного трійника 2, на одному з його виходів формується сигнал, пропорційний сумі вхідних сигналів, а на іншому - різниці. 2 U2 2 2 U0 2UШ1 2 U3 2 U0 2 U4 2 2 S2K1 U0 2UШ1 , (2) . (3) Дисперсія сумарного сигналу (2) після перетворення у змішувачі 4 і узгоджуючому підсилювачі 9 буде мати вигляд: , (4) а дисперсія різницевого сигналу (3) після пе 7 49190 ретворення у змішувачі 8 і узгоджуючому підсилювачі 11 буде: 2 U5 де 2 S3K2U0 S2 - крутість частотного перетворенK K ня змішувачів 4 і 8; 1 і 2 - коефіцієнти перетворення підсилювачів 9 і 11. Вихідний сигнал узгоджуючого підсилювача 11 надходить на перший вхід подвійного хвилеводного трійника 13. На другий вхід цього трійника через комутатор сигналів 12 почергово надходять вихідні сигнали узгоджуючого підсилювача 11 із протилежними фазами. На виході узгоджуючого підсилювача 9 (на його інверсному виході) формується сигнал: 2 U6 і , (5) S3 S3K2( 2 2 2S2K1 U0 UШ1 , (7) на іншому виході - сигнал з різницею дисперсій (4) і (5): 2 U8 2 2S2K1UШ1 2 U9 U2 10 . (8) Вихідні сигнали подвійного хвилеводного трійника 13 (7) і (8) надходять на підсилювачі 14 і 15 проміжної частоти, в яких здійснюється основне підсилення сигналів. Тому шуми супергетеродинного кореляційного радіометра будуть визначатися шумами, що надходять на входи підсилювачів 14 і 15, дисперсія яких обумовлюється шумовими властивостями приймача: k Fn 1 T0C f1 2 2 U2 K3 2S2K1 U0 UШ1 11 де стю набагато менше рівня шумів антени, а рівень власних шумів НВЧ змішувача, як активного елемента, ще більше в порівнянні із шумами антени. В той же час сигнали (7), (8) і (9) за інтенсивні K3 2 U9 U2 12 , (10) - коефіцієнт підсилення підсилювача 14 U2 проміжної частоти; 12 - дисперсія власних шумів підсилювача 14 проміжної частоти. Дисперсія сигналу на виході підсилювача 15 з урахуванням виразу (8) і його власних шумів: U2 13 де 2 K4 2S2K1UШ1 U2 U2 10 14 K4 , (11) - коефіцієнт підсилення підсилювача 15 U2 проміжної частоти; 14 - дисперсія власних шумів підсилювача 15 проміжної частоти. Підсилені сигнали за допомогою квадраторів 16 і 17, які виконують роль кореляторів, піддаються квадратичному перетворенню, у результаті чого утворюються постійні напруги: U15 2 2 S4K3 2S2K1 U0 UШ1 2 U9 U2 12 U16 2 S5K4 2S2K1UШ1 U2 14 S4 U2 10 , (12) , (13) S5 де і - крутість перетворення квадраторів 16 і 17. В результаті зарядки різницею напруг (12) і (13) конденсатора 19 через резистори 18 і 20 вхідного кодокерованого фільтра диференціального підсилювача 21 з урахуванням, що K 3 K 4, S4 S5 одержимо: U17 2 K5S4K3 2S2K1 U0 2 U9 U2 U2 U2 12 10 14 , (14) K5 де - коефіцієнт перетворення кодокерованого вхідного фільтра диференціального підсилювача 21, обумовлений опорами резисторів 18, 20 та ємністю конденсатора 19. Зміна положення комутатора сигналів 12 призводить до зміни на його виході фази напруги на 180°, що формує на підсумовуючому виході трійника 13 сигнал з різницею дисперсій (4) і (5): 2 U7 2 2S2K1UШ1 2 U8 2 2 2S2K1 U0 UШ1 , (15) а на іншому виході - із сумою дисперсій (4) і , (9) F T где n - коефіцієнт шуму радіоприймача; 0C температура навколишнього середовища T0 273K ( ). Потужність власних шумів антени 1 відповідно R 50 до формули Найквісту при опорі A Ом і те12 TA 293K мпературі відповідає приблизно 10 Вт. Таким чином, вимірюваний сигнал з інтенсивні2 U0 стю одного порядка з власними шумами підсилювачів 14 і 15, підсилені сигнали на виходах яких є U адитивною сумішшю інформативного сигналу 0 і шумів, що заважають. Дисперсія сигналу на виході підсилювача 14 з урахуванням виразу (7) і його власних шумів: 2 U0 ) . (6) Керування комутатором сигналів 12 здійснюється прямокутною напругою низкою частоти F, яка підбирається відповідно до програми оптимізації параметрів радіометра і установлюється мікроЕОМ з генератора тактової частоти 26 через подільник частоти 27, Тому при одному положенні перемикача на його вихід проходить сигнал (5), а при іншому - сигнал (6). Вихідний сигнал узгоджуючого підсилювача 11 надходить на перший вхід подвійного хвилеводного трійника 13. На другий вхід цього трійника через комутатор сигналів 12 почергово надходять вихідні сигнали узгоджую чого підсилювача 9 із протилежними фазами. При зазначеному положенні комутатора сигналів 12 на підсумовуючому виході подвійного хвилеводного трійника 13 формується сигнал із сумою дисперсій (4) і (5): 2 U7 8 (5): . (16) В цьому випадку вихідні напруги квадраторів 16 і 17 з урахуванням шумів підсилювачів 14 і 15 будут мати вигляд: U15 2 2 S5K 4 2S2K1UШ1 U9 U16 2 S4K3 2S2K1 U0 2 U12 2 UШ1 , (17) 2 U10 2 U14 . (18) Відповідно конденсатор 19 заряджається до напруги: U17 2 K5S4K3 2S2K1 U0 2 U9 2 U12 2 U10 2 U14 . (19) Керуюча напруга низької частоти, що подаєть 9 49190 ся мікроЕОМ з генератора тактової частоти 26 через подільник частоти 27 на комутатор сигналів 12, змінює фази однієї з напруг на вході хвилеводного трійника 13. Це приводить до перезарядження конденсатора 19, що обумовлює виникнення симетричної змінної напруги частоти комутації на вході диференціального підсилювача 21, яка перетворюється на лінійну змінну напругу на його виході. Корельовані шуми підсилювачів 14 та 15 і так само квадраторів 16 і 17, перемножуються, взаємно віднімаються на вході диференціального підсилювача 21 і послаблюються як синфазні завади на інвертуючих та неінвертуючих входах цього підсилювача. Лінійна змінна напруга на виході диференціального підсилювача 21, в залежності від фази однієї з напруг на вході хвилеводного трійника 13, підсилюється кодокерованім вибірковим підсилювачем 22, налагодженим на частоту, що підбирається і подається мікроЕОМ з генератора тактової частоти 26 через подільник частоти 27 буде: U18 2 К6K5S4K3 2S2K1 U0 U18 2 К6K5S4K3 2S2K1 U0 2 U9 U2 U2 U2 12 10 14 2 U9 2 U12 2 U10 2 U14 , (20) , (21) К6 де - коефіцієнт підсилення вибіркового підсилювача 22. Оскільки шуми підсилювачів 14 і 15 проміжної частоти навіть при нерівності їхніх коефіцієнтів K3 K 4 підсилення не змінюють знак різниці власних шумів елементів радіометра 2 2  2 U2 U9 U 12 10 U 14 і не впливають на корисний сигнал, то напруга на виході кодокерованого вибіркового підсилювача 22 низької частоти буде мати вигляд: U19 2 2K6K5S4K3S2K1U0signsin2 Ft , (22) де F - частота комутації, що задається мікроЕОМ з генератора тактової частоти 26 через подільник частоти 27; sign sin - функція меандру; t час. Дана напруга (22) після перетворення у синхронному детекторі 23, що керується від мікроЕОМ з генератора тактової частоти 26 через подільник частоти 27 згладжується фільтром нижніх частот 10 24 і через АЦП 25 і мікроЕОМ 26 подається на кодокерований індикатор 28. Детектування в синхронному детекторі 23 і усереднення у фільтрі 24 пригнічує вплив низькочастотних шумів і завад, що потрапляють у смугу пропускання кодокерованого вибіркового підсилювача 22 і впливають на детектор 23. Зміною режиму роботи кодокерованого гетеродина 10, підбору і оптимізації частоти комутації, смуги пропускання кодокерованого вибіркового підсилювача 22 і параметрів вхідного кодокерованого фільтра диференціального підсилювача 21 за допомогою мікроЕОМ 26 автоматично відбувається оптимізація режимів виділення і вимірювання корисного сигналу, прийнятого антеною 1, на фоні переважаючих власних шумів антени 1, елементів частотного перетворення і узгодження, а також шумів підсилювачів 14 і 15 проміжної частоти і забезпечується діапазонна робота радіометра у діапазоні частот понад 100 ГГц. Проведені дослідження і комп'ютерне моделювання одновходового супергетеродинного кореляційного радіометра з рупорною антеною у діапазоні частот понад 50 ГГц та проміжною частотою 300 МГц, показали, що за частоти перемикань сигналів проміжної частоти у районі 1 кГц та величині постійної часу вихідного фільтра в 3с 21 досягнуто порог чутливості 1 10 Вт/Гц см2. Похибка вимірювання інтенсивності електромагнітного випромінювання у зазначеному діапазоні частот не перевищила ±1,5 дБ. Гетеродин виконаний на діоді Ганна, як змішувачі використані однодіодні, дводіодні та балансні схеми. Найповніша розв'язка каналів досягнута на балансних схемах змішувачів. Технічний результат: За рахунок введення нових елементів і зв'язків у одновходовому супергетеродинному кореляційному радіометрі забезпечена можливість діапазонної роботи на надзвичайно високих частотах, знижений флуктуаційний поріг чутливості радіометра, підвищена точність вимірювання потужності електромагнітних випромінювань, а отже і досліджень та контролю властивостей і складу тканин біологічних та фізичних об'єктів. 11 Комп’ютерна верстка Д. Шеверун 49190 Підписне 12 Тираж 26 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601