Багатофазний випрямляч

Реферат: Багатофазний випрямляч належить до електротехніки і може бути використаний як джерело постійного струму, що живиться від трифазної мережі і має малі спотворення форми вхідного струму. Випрямляч містить вхідний RLC-фільтр, силові ключі зі схемою керування, фазні трансформатори, два послідовно з'єднаних конденсатори, напівмостовий перетворювач з двох послідовно з'єднаних транзисторів і допоміжний трансформатор. Багатофазний випрямляч виконано із застосуванням принципа перетворення електроенергії на високій частоті. В пристрої забезпечено гальванічну розв'язку вихідних ланцюгів завдяки використанню високочастотних прямоходових трансформаторів. Випрямляч має близький до одиниці вхідний коефіцієнт потужності завдяки активному керуванню фазними струмами споживання і зберігає працездатність при несиметричній напрузі живлення. Технічним результатом є підвищення якості напруги мережі живлення, зменшення втрати енергії в мережі, покращення масогабаритних характеристики і підвищення питомої потужності. UA 102038 C2 (12) UA 102038 C2 UA 102038 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Винахід належить до електротехніки і може бути використаний як джерело постійного струму, що живиться від трифазної мережі і має малі спотворення форми вхідного струму. При вирішенні задач проектування систем живлення телекомунікаційної апаратури постає необхідність в створенні ефективних перетворювачів багатофазної (наприклад, трифазної) змінної напруги в постійну. При цьому перетворювач має задовольняти жорстким умовам щодо якості споживаного струму, вихідної напруги (струму), масогабаритних характеристик. Крім того, часто з міркувань безпеки є необхідність забезпечити гальванічну розв'язку виходу джерела живлення від мережі. Такі ж вимоги пред'являються і до сучасних зварювальних джерел живлення. Відомий багатофазний випрямлювач (Kolar, J.W. and Zach, F.C.: A Novel Three-Phase ThreeSwitch Three-Level PWM Rectifier. Proceedings of the 28th Power Conversion Conference, Nurnberg, Germany, June 28-30, pp. 125-138 (1994)), який містить вхідний фільтр, до виходу якого підключено діодний міст, навантажений на два послідовно з'єднані конденсатори, і силові двонаправлені ключі, включені між виходом фільтра і середньою точкою з'єднання конденсаторів, та схему керування. Схема має високу ефективність перетворення, низькі спотворення вхідних струмів, можливість стабілізації вихідної напруги. Недоліком є відсутність гальванічної розв'язки виходу і мережі, що потребує встановлення додаткового перетворювача. Це веде до підвищення втрат енергії в системі, ускладнення керування нею і погіршує споживчі якості випрямляча. Відомий багатофазний випрямляч - прототип (F.Stogerer, J.Minibock and J.W. Kolar, "Design and experimental verification of a novel 1.2 kW 480 Vac/24 Vdc two-switch three-phase DCM flybacktype unity power factor rectifier", in Proc. IEEE PESC'01, 2001, pp. 914-919), що містить вхідний RLC-фільтр, силові ключі зі схемою керування, яка підключена до їх керуючих електродів, фазні трансформатори, в яких первинна обмотка виконана з відводом від середини, які підключені до виходу кожної фази вхідного RLC-фільтра. В пристрої забезпечено пряме перетворення багатофазної напруги в постійну з трансформаторною розв'язкою. Недоліком схеми є застосування зворотноходового принципу перетворення, що ускладнює розробку джерел живлення підвищеної потужності з-за різкого росту габаритів і маси імпульсних трансформаторів. В основу винаходу поставлено задачу удосконалити багатофазний випрямляч, в якому за рахунок внесення нових елементів і зміни схеми забезпечується пряме перетворення багатофазної напруги в постійну з гальванічною розв'язкою виходу із використанням прямоходових трансформаторів, що дає можливість зменшити габарити і масу, підвищити питому потужність випрямляча і покращити його споживчі якості. Для рішення поставленої задачі в пристрої, що містить вхідний RLC-фільтр, силові ключі зі схемою керування, яка підключена до їх керуючих електродів, фазні трансформатори, в яких первинна обмотка виконана з відводом від середини, які підключені до виходу кожної фази вхідного RLC-фільтра, відповідно до винаходу, в схему введені два послідовно з'єднаних конденсатори, напівмостовий перетворювач з двох послідовно з'єднаних транзисторів і допоміжний трансформатор, первинна обмотка якого підключена між спільною точкою з'єднання транзисторів і середньою точкою конденсаторів, до вторинної обмотки допоміжного трансформатора підключено двонапівперіодний випрямлювач, крім того, в кожній фазі додатково введені шість діодів і два послідовно з'єднаних транзистори, при цьому до кінця обмотки фазного трансформатора підключено анод першого діода, його катод з'єднаний зі стоком першого транзистора, початок обмотки підключено до катода другого діода, анод якого з'єднаний з витоком другого транзистора, витік першого і сток другого транзистора з'єднані між собою з утворенням середньої точки, до стоку першого транзистора підключено анод третього діода, до витоку другого транзистора підключено катод четвертого діода; катоди третіх діодів різних фаз з'єднані між собою і підключені до позитивного виводу першого конденсатора, аноди четвертих діодів різних фаз з'єднані між собою і підключені до негативного виводу другого конденсатора; середні точки різних фаз, негативний вивід першого і позитивний вивід другого конденсатора з'єднані між собою; до виводів вторинної обмотки фазного трансформатора підключено аноди п'ятого і шостого діодів, які утворюють однонапівперіодний випрямляч, виходом якого є кінець вторинної обмотки фазного трансформатора і загальна точка з'єднання катодів діодів; до першого і другого конденсаторів також підключено напівмостовий перетворювач, вихід випрямляча напівмостового перетворювача з'єднаний послідовно з виходами однонапівперіодних випрямлячів різних фаз і підключений до виходу багатофазного випрямляча через дросель, що згладжує. 1 UA 102038 C2 5 10 15 20 25 30 Суть винаходу пояснюється кресленнями, де на фіг. 1 представлено блок-схему багатофазного випрямляча, на фіг. 2 - його електричну схему для випадку трифазної мережі, на фіг. 3 - схеми заміщення по входу і виходу для локальних середніх величин струмів і напруг. Як прикладу виконання багатофазного випрямляча з вихідною напругою 20 В, максимальним струмом навантаження 40 А і частотою комутації 20 кГц приведений пристрій, який містить вхідний RLC-фільтр І (L1-L3, С1 – С3, R1-R3, фіг. 2), силові ключі 2 (VT1-VT6, фіг. 2) зі схемою керування 3 (на фіг, 1 показана умовно), фазні трансформатори 4 (ТІ - ТЗ, фіг. 2), шість діодів 5 (VD1-VD6, фіг. 2), двох конденсаторів 6 (С4, С5, фіг. 2), напівмостовий перетворювач 7 з двох послідовно з'єднаних транзисторів (VT7, VT8, фіг. 2) і допоміжного трансформатора 8 (Т4, фіг. 2), до вторинної обмотки цього трансформатора підключено двонапівперіодний випрямляч 9 (VD19, VD20, фіг. 2), вихід його з'єднаний послідовно з виходами однонапівперіодних випрямлячів різних фаз і підключений до виходу через дросель, що згладжує 10 (L4, фіг. 2). Пристрій працює в такий спосіб. В кожній фазі випрямляча встановлено прямоходовий трансформатор, первинна обмотка якого включена таким чином, що струм намагнічення завжди має однакову полярність, незалежно від знака відповідної фазної напруги (для фази А це трансформатор ТІ з діодами VD1, VD2). Також в кожній фазі встановлено два транзистори (для фази А це VT1, VT2), які закорочують первинну обмотку трансформатора на середню точку (нуль мережі), і два діоди (VD5, VD6) для обмеження перенапруги на транзисторах і відведення енергії поля трансформатора до накопичувальних конденсаторів С4, С5. Вторинна обмотка трансформатора підключена до однонапівперіодного випрямляча (діоди VD3, VD4). Розглянемо процеси, які протікають в елементах, з'єднаних з фазою А. В інших фазах процеси аналогічні. Для спрощення аналізу зробимо ряд припущень: струм намагнічення трансформаторів і їх індуктивності розсіювання дорівнюють нулю; падіння напруги на відкритих діодах і транзисторах дорівнює нулю; струм навантаження постійний; вхідні напруги утворюють симетричну трифазну систему. При відкритті транзисторів VT1, VT2 первинна обмотка трансформатора ТІ опиняється під фазною напругою. При цьому полярність ЕРС вторинної обмотки така, що діод VD3 відкривається і струм навантаження починає проходити через вторинну обмотку ТІ. В первинній обмотці струм відповідно буде дорівнювати приведеному струму навантаження (L L ) , а вхідний фазний струм буде дорівнювати IL  sign(u (t)) , де u ( t ) - миттєва напруга фази А. Вхідний струм має знак фазної напруги завдяки наявності діодів VD1, VD2. Напруга на вторинній обмотці ТІ u буде дорівнювати K T , де 35 40 45 K T - коефіцієнт трансформації ТІ. При закритті транзисторів VT1, VT2 струм первинної обмотки ТІ перемикається в один з діодів VD5, VD6 (залежно від знаку). При цьому енергія, що запасена в первинній обмотці ТІ перекачується в конденсатори С4, С5. Оскільки при роботі схеми напруга на цих конденсаторах більше, ніж амплітуда вхідної фазної напруги, полярність ЕРС обмоток ТІ змінює знак. Це призводить до закриття вихідного діода VD3 і перемиканню струму навантаження через VD4. Вихідна напруга випрямляча VD3VD4 при цьому дорівнює нулю. Первинний струм ТІ в цей час дорівнює струму намагнічення, яким можна знехтувати. Якщо транзистори VT1, VT2 переключаються зі скважністю D  , можна обчислити локальні середні значення вхідного струму і вихідної напруги за період перемикання. Локальний середній вхідний струм буде дорівнювати: ˆ ( t )  I  sign(u ( t ))  D ( t ) ia L   . Вихідна напруга відповідно: ˆ e (t)  u ( t ) KT  D ( t ) . Отримаємо вираження максимальної скважності Dmax 50 з умов повного розмагнічення обмотки трансформатора. Приймемо Um - амплітуда вхідної фазної напруги, Uc - напруга на конденсаторі С4 або С5 (ці напруги рівні). Запишемо вольт-секундний баланс первинної обмотки ТІ для умови його повного розмагнічення: Um  Dmax  (Um  UC )(1  Dmax )  0 , 2 UA 102038 C2 Um  UC (1  Dmax ) Dmax  1  5 Um UC . Так, у випадку Um  300B , UC  500B отримаємо Dmax  0,4 . звідки Для забезпечення близького до одиниці вхідного коефіцієнта потужності необхідно, щоб вхідні струми були пропорційними відповідним напругам. З вираження для вхідного струму очевидно, що для виконання цієї умови скважність повинна бути встановлена пропорційно модулю миттєвої напруги: D ( t )  v  u ( t ) , де v - коефіцієнт пропорційності. Визначимо суму вихідних напруг трьох фаз випрямлювача при живленні від трифазної симетричної мережі: ˆ ˆ ˆ e  ( t )  eb ( t )  e c ( t )  u ( t ) KT    u ( t )  ub ( t ) KT    ub ( t )  uc ( t ) KT   uc ( t )     2 3  2 2 2 u ( t )  ub ( t )  uc ( t )  Um KT 2 KT 10 15 З отриманого виразу видно, що в вихідній напрузі відсутні компоненти з частотою мережі або її гармонік. Це спрощує вимоги до її фільтрації і дає змогу зменшити індуктивність вихідного дроселя (L4). Нейтралізація гармонік частоти мережі справедлива для будь-якого числа фаз вхідних напруг за умови їх симетрії. Керувати вихідною напругою можна, змінюючи параметр  , дотримуючись при цьому умови не перевищення максимальної скважності, тобто D (t )  Dmax . Підставивши відповідні вирази, отримуємо:   u (t )  1   20 1 Um Um Uc ;  U  1  m   Uc    Звідси максимальна вихідна напруга випрямлювача визначиться як: U U 3 ˆ ˆ ˆ [e  ( t )  eb ( t )  ec ( t )] max  1  m  m  2 Uc  K T .  25 30 В практичній реалізації випрямляча максимальна вихідна напруга становить 25 В. Додатковий напівмостовий інвертор на транзисторах VT7, VT8 виконує дві функції: симетрирує і стабілізує напруги на конденсаторах С4, С5. Енергія, що переноситься до С4, С5 струмами намагнічення фазних трансформаторів, передається у навантаження через трансформатор Т4 і випрямлювач VD19, VD20, за рахунок цього запобігається небезпечне підвищення напруги на С4, С5. Крім того, при виникненні розбалансу напруг на цих конденсаторах через первинну обмотку Т4 почне протікати постійний струм, який буде сприяти вирівненню напруг на С4, С5. Для того, щоб цей струм не впливав на роботу додаткового інвертора, Т4 виконано з повітряним зазором у магнітопроводі. Оскільки напруги на С4, С5 змінюються повільно, вихідну напругу випрямляча на VD19, VD20 можна вважати постійною (eaut  const ) . Таким чином, додатковий інвертор не впливає на якість формування вхідних струмів і вихідної напруги системи. Обчислимо максимальну потужність, що переноситься до С4, С5 струмами намагнічення 35 фазних трансформаторів. Розглянемо процеси в одній фазі. Позначимо L m - основна індуктивність намагнічення трансформатора, L s - індуктивність розсіювання первинної обмотки, f - частота переключення. Енергія, що за один цикл переключення скидається до С4, С5, може бути приблизно визначена як 2 2 2  2  L 2 L  u2 ( t )  L  u ( t )D ( t )    L s I2  1  u ( t )  L I2    s IL  m   W( t )  m   L sL  2  Lm f 2 2  Lm f  2 2  Lm f 2      . 40 Для визначення середньої потужності помножимо останнє вираження на f і знайдемо середнє значення за період частоти мережі Т: P 4 L sL2 L sL2 v 2Um 3 1T 1 v2 T 4 L L  W(t )fdt  2 f  T 2L f  u (t )dt  2  2L f 8 T0 m 0 m Отриману потужність слід помножити на число фаз випрямляча. Кількість витків обмоток трансформаторів визначається з умови максимальної індукції Bm в магнітопроводі. Визначимо 3 UA 102038 C2 кількість витків первинної обмотки W1 через рівняння її максимального потокозчеплення, яке має місце при переході фазної напруги через максимум при встановленій максимальній вихідній напрузі: 5 Um  Dmax  Bm SWI f U D WI  m max BmS  f , 2 де S - переріз магнітопроводу, м . В практичній реалізації випрямляча для фазних трансформаторів застосовані сердечники Е42/21/20 (EPCOS) з матеріалу N87. Немагнітний зазор складає 0,25 мм (максимальна і 2 залишкова індукція становить не більше 10 мТл), перетин 5 = 234 мм , максимальну індукцію 10 прийнято рівною Bm  0,25 Тл . Частота переключення f  20 кГц. За цими даними отримуємо WI  102 витка, індуктивність первинної обмотки Lm  10,7 мГн. Потужність, що переноситься 15 20 25 30 струмом намагнічення до С4, С5, для одного трансформатора складає Р = 12 Вт, тобто потужність додаткового інвертора VT7, VT8 складає близько 5 % від повної вихідної потужності системи. Параметри елементів вхідного фільтра: LI=L2=L3=330 мкГн 7 А, СІ = С2 = СЗ = 4,7 мкФ 400 В, R1=R2-R3=100 Ом 2 Вт. Транзистори VT1-VT6 типу STP20NM60FP; VT7-VT8 типу STGP3NC120HD. Діоди VD1, VD2, VD7, VD8, VD13, VD14 - типу BY329-1200; діоди VD3, VD4, VD9, VD10, VD15, VD16, VD19, VD20 - чотири збірки типу 60CTQ150; діоди VD5, VD6, VD11, VD12, VD17, VD18 - типу MUR860. Коефіцієнт трансформації ТІ - ТЗ дорівнює 6,8, для Т4 він дорівнює 12. Конденсатори С4, С5 по два послідовно з'єднаних ЗЗОмкФ 400В. Вихідний дросель L4 має індуктивність 50 мкГн при струмі 50 А (40 витків на тороїдальному сердечнику ТІ 84-52). Схема керування VT1-VT6 виконана на однокристальному мікроконтролері ATMega48-PA, тактованого з частотою 20 МГц; керування транзисторами VT7, VT8 здійснюється за допомогою спеціалізованої мікросхеми TL494. При використанні випрямляча для живлення зварювальної дуги має сенс вихід допоміжного інвертора зробити з підвищеною напругою і підключити паралельно до виходу випрямляча. Це дасть змогу полегшити підпалення дуги за рахунок підвищеної напруги холостого ходу. Застосування запропонованого багатофазного випрямляча дозволить підвищити якість напруги мережі живлення, зменшити втрати енергії в мережі, покращити масогабаритні характеристики і підвищити питому потужність джерел живлення, виконаних за запропонованою схемою. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 35 40 45 50 55 Багатофазний випрямляч, що містить вхідний RLC-фільтр, силові ключі зі схемою керування, яка підключена до їх керуючих електродів, фазні трансформатори, в яких первинна обмотка виконана з відводом від середини, які підключені до виходу кожної фази вхідного RLC-фільтра, який відрізняється тим, що додатково введені два послідовно з'єднаних конденсатори, напівмостовий перетворювач з двох послідовно з'єднаних транзисторів і допоміжний трансформатор, первинна обмотка якого підключена між спільною точкою з'єднання транзисторів і середньою точкою конденсаторів, до вторинної обмотки допоміжного трансформатора підключено двонапівперіодний випрямляч, крім того, в кожній фазі додатково введені шість діодів і два послідовно з'єднаних транзистори, при цьому до кінця обмотки фазного трансформатора підключено анод першого діода, його катод з'єднаний зі стоком першого транзистора, початок обмотки підключено до катода другого діода, анод якого з'єднаний з витоком другого транзистора, витік першого і сток другого транзистора з'єднані між собою з утворенням середньої точки, до стоку першого транзистора підключено анод третього діода, до витоку другого транзистора підключено катод четвертого діода, катоди третіх діодів різних фаз з'єднані між собою і підключені до позитивного виводу першого конденсатора, аноди четвертих діодів різних фаз з'єднані між собою і підключені до негативного виводу другого конденсатора, середні точки різних фаз та негативний вивід першого і позитивний вивід другого конденсатора з'єднані між собою, до виводів вторинної обмотки фазного трансформатора підключено аноди п'ятого і шостого діодів, які утворюють однонапівперіодний випрямляч, виходом якого є кінець вторинної обмотки фазного трансформатора і загальна точка з'єднання катодів діодів, до першого і другого конденсаторів також підключено напівмостовий 4 UA 102038 C2 перетворювач, вихід випрямляча напівмостового перетворювача з'єднаний послідовно з виходами однонапівперіодних випрямлячів різних фаз і підключений до виходу багатофазного випрямляча через дросель, що згладжує. Комп’ютерна верстка І. Скворцова Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 5