Перетворювач постійної напруги підвищувальний симетричний

Реферат: UA 111935 U UA 111935 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Корисна модель належить до області електротехніки, а саме до перетворювальної техніки, і може використовуватись при створенні джерел вторинного електроживлення, агрегатів безперебійного електроживлення, при перетворенні енергії від вітрогенераторів, сонячних батарей і акумуляторів та в інших пристроях силової електроніки. Відомий класичний імпульсний перетворювач напруги підвищувального типу [1], що містить дросель, одним виводом підключений до вхідного виводу, іншим виводом через діод - до вихідного виводу, фільтруючий конденсатор, включений між вихідним і загальним виводами та керований ключ, одним виводом підключений до точки з'єднання дроселя і діода, а другим виводом - до загального виводу. На керуючий вивід ключа подаються управляючі імпульси з регульованим коефіцієнтом заповнення для стабілізації вихідної напруги в умовах коливання вхідної. Недоліком такого перетворювача є обмеження можливості збільшення коефіцієнта перетворення M  1 (1  D) до значень, не перевищуючих 5, оскільки цьому відповідають близькі до одиниці значення коефіцієнта заповнення D , при яких різко зростають втрати потужності в елементах схеми і знижується ККД [1]. Крім того, при перетворенні виникає напруга синфазної завади, зниження якої потребує додаткових елементів її фільтрації. Відомий перетворювач [2], в якому для збільшення робочих значень коефіцієнта перетворення (M  5  10) і зниження синфазної завади використовують дві однакові схеми класичного перетворювача, розміщені симетрично відносно позитивного і негативного виводів живлення. Недоліком такого перетворювача є подвійне збільшення кількості елементів та складність управління двома керованими ключами. Найбільш близьким аналогом є перетворювач [3] (Фіг. 1). Він містить позитивні і негативні вхідні і вихідні виводи, вхідний дросель з двома однаковими протифазними обмотками L/4, керований ключ Q на MOSFET транзисторі, два діода D1, D2, фільтруючий конденсатор С0 та навантаження RL. Між позитивними вхідним і вихідним виводами підключені послідовно з'єднані одна обмотка дроселя L/4 і діод D1 в позитивному провідному напрямку. Між негативними вхідним і вихідним виводами підключені послідовно з'єднані друга обмотка дроселя L/4 і діод D2 в негативному провідному напрямку. До вихідних виводів підключені паралельно з'єднані фільтруючий конденсатор С0 та навантаження RL. Між силовими виводами MOSFET транзистора і заземленням FG умовно показані паразитні конденсатори Cs1, Cs2, якими демонструють шлях компенсації синфазної завади для симетричної схеми. Процеси комутації в цьому перетворювачі аналогічні таким, що відбуваються в класичному перетворювачі [1]. Тому перетворювач має такі самі недоліки, тобто збільшені втрати потужності в елементах схеми і знижений ККД при великих значеннях коефіцієнта перетворення. В цих умовах виникає велика амплітуда переривчастого імпульсного струму через фільтруючий конденсатор С0, що потребує для зниження пульсацій напруги на ньому суттєвого збільшення ємності із відповідним зростанням габариту і ваги. В основу корисної моделі поставлена задача зниження втрат потужності і пульсацій вихідної напруги в перетворювачі та збільшення його ККД. Поставлена задача вирішується тим, що перетворювач постійної напруги підвищувальний симетричний містить позитивний і негативний вхідні виводи, вхідний дросель з двома однаковими протифазними обмотками, одна з яких підключена між позитивним вхідним виводом і виводом першого діода в позитивному провідному напрямку, а друга - між негативним вхідним виводом і виводом другого діода в негативному провідному напрямку, керований ключ, підключений між точками з'єднання обмоток дроселя і діодів, та позитивний і негативний вихідні виводи з приєднаним до них фільтруючим конденсатором. Згідно з корисною моделлю, в нього додатково введено вихідний дросель з двома однаковими протифазними обмотками і два проміжних конденсатора, причому одна з обмоток вихідного дроселя підключена між вільним виводом першого діода і позитивним вихідним виводом, друга - між вільним виводом другого діода і негативним вихідним виводом, а кожен з проміжних конденсаторів підключений між однойменними виводами першого і другого діодів. Досягнення нового технічного результату в запропонованому перетворювачі полягає: - в зниженні втрат потужності в керованому ключі і діодах завдяки тому, що імпульсна напруга на них нижча по відношенню до вихідної напруги, причому цейефект зростає при збільшенні коефіцієнта перетворення; - в зниженні пульсацій вихідної напруги завдяки безперервному струму вихідного дроселя до фільтруючого конденсатора і режиму часткової ШІМ. 1 UA 111935 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 Запропонований перетворювач (Фіг. 2) складається з позитивного 1 і негативного 2 вхідних виводів, вхідного дроселя 3, керованого ключа 4 на MOSFET транзисторі, двох діодів 5, 6, двох проміжних конденсаторів 7, 8, вихідного дроселя 9 та позитивного 10 і негативного 11 вихідних виводів з підключеним до них фільтруючим конденсатором 12. Вхідний дросель 3 складається з двох однакових протифазних обмоток, одна з яких підключена між позитивним вхідним виводом 1 і виводом анода першого діода 5, що відповідає його позитивному провідному напрямку. Друга обмотка вхідного дроселя 3 підключена між негативним вхідним виводом 2 і виводом катода другого діода 6 в негативному провідному напрямку. Керований ключ 4, підключений між точками з'єднання однієї обмотки дроселя 3 з анодом діода 5 і другої обмотки з катодом діода 6. Вихідний дросель 9 також складається з двох однакових протифазних обмоток, одна з яких підключена між виводом катода першого діода 5 і позитивним вихідним виводом 10. Друга обмотка вихідного дроселя 9 підключена між виводом анода другого діода 6 і негативним вихідним виводом 11. Проміжний конденсатор 7 підключений між катодами діодів 5 і 6, а проміжний конденсатор 8 - між анодами цих же діодів. Суть корисної моделі пояснюється кресленням, де на Фіг. 1 зображена схема пристрою, що використовується як найближчий аналог. На Фіг. 2 зображена схема запропонованого пристрою. На Фіг. 3 зображені спрощені схеми комутаційного процесу: Фіг. 3а - на інтервалі провідного стану керованого ключа 4; Фіг. 3b - на інтервалі непровідного стану керованого ключа 4. На Фіг. 4 зображені часові діаграми, що пояснюють роботу запропонованого пристрою: Фіг. 4а - сигнал на керуючому вході ключа 4; Фіг. 4b - струм в обмотках вхідного дроселя 3; Фіг. 4с - струм керованого ключа 4; Фіг. 4d - напруга на силових виводах керованого ключа 4 відносно віртуального нуля, за який прийнято потенціал E 2 джерела живлення; Фіг. 4е - струм діодів 5, 6; Фіг. 4f - напруга в точках з'єднання виводів обмоток вихідного дроселя 9 з діодами 5, 6 відносно віртуального нуля E 2 ; Фіг. 4g - струм в обмотках вихідного дроселя 9. На Фіг. 5 наведена графічна залежність відносного зниження напруги на ключі 4 від коефіцієнта перетворення M . На Фіг. 6 зображені графічні залежності відносних втрат потужності в транзисторі від коефіцієнта перетворення M : суцільна лінія 1 - в схемі запропонованого пристрою при   2,2 ; штрихова лінія 2 - в схемі аналога. На Фіг. 7 зображені графічні залежності відносних втрат потужності в діоді від коефіцієнта перетворення M : суцільна лінія 1 - в схемі запропонованого пристрою; штрихова лінія 2 - в схемі аналога. На Фіг. 8 наведена графічна залежність відношення розмахів пульсацій напруги на виходах запропонованого пристрою і аналога. Робота запропонованого перетворювача (Фіг. 2) на інтервалах комутації керованого ключа 4 ілюструється за допомогою спрощених схем на Фіг. 3, де елементи з провідним станом представлені перемичками, а непровідні виключені повністю. Форми напруг і струмів в елементах наведені на часових діаграмах (Фіг. 4). У момент часу t 0 керуючий сигнал ключа 4 (Фіг. 4а) переводить останній в провідний стан і схема перетворювача (Фіг. 2) трансформується до спрощеного виду (Фіг. 3а). Тим активізується початок процесу накопичення енергії в дроселі 3 наростаючим струмом IL 3 (Фіг. 4b). На цей момент проміжні конденсатори 7, 8 є зарядженим на попередніх циклах комутації до напруги UC  UC7  UC8 , а фільтруючий конденсатор 12 до напруги U0 між вихідними виводами 10 і 11. На інтервалі часу D  T 55 (від t 0 - до t1 ) до дроселя 3 докладена вхідна напруга перетворювача E (Фіг. 3а), а його струм IL 3 замикається по ланцюгу: позитивний вхідний вивід 2 UA 111935 U 1, перша обмотка вхідного дроселя 3, замкнутий ключ 4, друга обмотка вхідного дроселя 3, негативний вхідний вивід 2. Замкнутий стан ключа 4 з'єднує послідовно проміжні конденсатори 7, 8, які стають джерелом живлення з напругою (UC7  UC8 )  2UC , і тим створюється другий ланцюг протікання 5 наростаючого струму IL 9 (Фiг. 4g) вихідного дроселя 9: проміжний конденсатор 7, перша обмотка дроселя 9, фільтруючий конденсатор 12, друга обмотка дроселя 9, проміжний конденсатор 8, ключ 4. Таким чином струм керованого ключа 4 (Фіг. 4с) складається із суми наростаючих струмів вхідного дроселя 3 і IL 9 вихідного дроселя 9. IL 3 10 Струми діодів 5, 6 (Фіг. 4е) у цей час відсутні, тому що вони закриті зворотною напругою, докладеною до них від проміжних конденсаторів 7, 8. З моменту часу t1 керуючий сигнал вимикає ключ 4 (Фіг. 4а) і схема перетворювача (Фіг. 2) трансформується до спрощеного виду (Фіг. 3b). При цьому на інтервалі часу (1  D)  T (від t1 до t 2 ) виникає два ланцюги струму. 15 У першому ланцюгу спадаючим струмом IL 3 вхідного дроселя 3 (Фіг. 4b) через провідний стан діодів 5, 6 заряджаються паралельно з'єднані проміжні конденсатори 7, 8 по колу: позитивний вхідний вивід 1, перша обмотка вхідного дроселя 3, проміжні конденсатори 7, 8, друга обмотка вхідного дроселя 3, негативний вхідний вивід 2. Другий ланцюг створюється спадаючим струмом IL 9 вихідного дроселя 9 (Фіг. 4g) по колу: 20 паралельно з'єднані проміжні конденсатори 7, 8, перша обмотка дроселя 9, фільтруючий конденсатор 12, друга обмотка дроселя 9. На періоді комутації з коефіцієнтом заповнення імпульсів D  ( t 1  t 0 ) T рівняння вольтсекундного балансу напруги на вхідному 3 і вихідному 9 дроселях мають вигляд: E  D  UC  E  1  D , (1)  25   2UC  U0   D  U0  UC   1  D . (2) Шляхом рішення системи з двох рівнянь (1), (2) знаходимо вирази для напруги на конденсаторах 7, 8 і вихідної напруги U0 : UC  UC7  UC8  E  U0  E  30 1  D . (4) 1 D 1 , (3) 1 D З останнього виразу (4) отримаємо коефіцієнт перетворення приладу: M U0 1  D . (5)  E 1 D Оскільки напруга на ключі 4 в непровідному стані (Фіг. 3b) дорівнює напрузі на конденсаторах 7, 8, тобто US  UC , то вона відповідає виразу (3): US  E  35 1 . (6) 1 D Порівнюючи вирази (4) і (6), бачимо, що напруга US на ключі 4 виявляється меншою, ніж вихідна напруга U0 , а їх співвідношення з урахуванням виразу (5) показує відносне зниження цієї напруги: US 1 M1 . (7)   U0 1  D 2M 40 На Фіг. 5 наведена графічна залежність відносного зниження напруги (7) від коефіцієнта перетворення M , яка показує, що при великих значеннях останнього напруга на ключі 4 наближається до половини вихідної напруги. 3 UA 111935 U Ця особливість надає можливість знизити втрати потужності в ключі 4, який виконаний на MOSFET транзисторі, тому що зниження його робочої напруги зменшує опір провідного стану R ds відповідно виразу [4]:  5 R ds  US   , (8)  R ds 0  U0    де R ds 0 - опір провідного стану транзистора при US  U0 ;   2,22,7 - показник ступеня зміни опору. Потужність втрат при умові безперервного струму в дроселях 3, 9 і прямокутній формі імпульсів струму в ключі на транзисторі 4 описується виразом [1]: Ps  I2.m  D  R ds , (9) s 10 де Ism - амплітудне значення імпульсів струму транзистора; D M  1 - коефіцієнт заповнення імпульсів з виразу (5). M1 Струм ключа 4 складається із суми струмів вхідного дроселя 3 і вихідного дроселя 9, середні значення яких на інтервалі DT дорівнюють, відповідно, вхідному Iin  M  I0 і вихідному I0 струмам перетворювача. Тому амплітудне значення імпульсів струму через ключ 4 15 визначається: Is.m  M  I0  I0  I0  M  1 . (10) З урахуванням співвідношень (7), (8) і при тому, що за базу порівняння прийнята потужність 2 PS0  I0  Rds 0 , вираз потужності втрат (9) приймає відносну форму: PS  20   На Фіг. 6 наведена графічна залежність відносних втрат потужності в транзисторі з виразу (11) (крива 1). Також для зіставлення на Фіг. 6 зображена залежність відносних втрат потужності в транзисторі схеми прототипу (крива 2), отримана аналогічним чином:  PSP  25  PS  M  1    M2  1 PS0  2M  . (11) PSP  M  M  1 . (12) PS0 З кривих на Фіг. 6 видно, що втрати потужності в транзисторі запропонованого перетворювача зменшені відносно втрат в прототипі і ця тенденція стає суттєвою з наростанням коефіцієнта перетворення M . Потужність втрат провідного стану в діодах 5, 6 визначається відомим виразом [1]: Pd  Ud0  Id.av  I2.rms  Rd , (13) d де U d 0 - порогова напруга діода; 30 Id. av  I0 - середнє значення струму діода; Id. rms - діюче значення струму діода; R d - внутрішній динамічний опір діода. Амплітуда струму через діоди 5, 6 на інтервалі (1  D)  T (Фіг. 4е) дорівнює різниці між струмом IL 3 дроселя 3 і струмом IC конденсаторів 7, 8: 35 Id.m  IL3  IC  M  I0  D  I0 . (14) 1 D Після підстановки значення параметра D з виразу (5) маємо: Id.m  M  1 . (15)  I0 2 При умовно прямокутній формі імпульсів струму діодів 5, 6 квадрат діючого значення струму в формулі (13) отримаємо з використанням виразів (5) і (15): 4 UA 111935 U I2.rms  I2.m  1  D  d d M  1 2 . (16)  I0 2 Підставимо останній вираз до виразу (13) і отримаємо формулу потужності втрат у кожному з діодів 5, 6: Pd  Ud0  I0  5  U M1 2 M  1 . (17) 2   I0  R d  I0  R d   d0  I R 2 2  0 d  З експериментальних досліджень встановлено, що показник, який складає сукупність параметрів діода у виразі (17) лежить в діапазоні значень: I0  R d    0,25  0,35 . (18) Ud0 Наведемо вираз (17) до відносної форми, де за базові втрати потужності прийнято Pd.0  I0  Rd : 2 10  Pd  Pd 1 M1 . (19)   Pd0  2 На Фіг. 7 наведена графічна залежність відносних втрат потужності в діодах 5, 6 з виразу (19) (крива 1) і аналогічно отримана залежність для діодів в схемі прототипу (крива 2) по формулі:  PdP  15 20 PdP 1   M . (20) Pd0  З зіставлення кривих на Фіг. 7 випливають зменшені втрати потужності в діодах запропонованого перетворювача. Порівняємо розмах пульсацій напруги на фільтруючому конденсаторі 12 і фільтруючому конденсаторі C 0 прототипу [3]. В запропонованому пристрої процес заряду конденсатора 12 відбувається на етапі прирощення струму IL 9 дроселя 9 аналогічно тому, як це виконується у традиційному знижувальному перетворювачі [1]. Тому розмах пульсацій напруги на конденсаторі 12 визначається: UC12  IL9 4  T 2  IL 9  T . (21) C12 8  C12 В прототипі, який є підвищувальним перетворювачем, розмах пульсацій напруги на 25 фільтруючому конденсаторі C 0 визначається вихідним струмом навантаження I0 по формулі [1]: UC0  I0  D  T I0  T M  1 . (22)   C0 C0 M Співвідношенням виразів (21) і (22) покажемо рівень пульсацій на виході запропонованого пристрою відносно пульсацій у прототипі: 30 UC12 IL 9 C0 M . (23)    UC0 I0 C12 8  M  1 На Фіг. 8 наведена графічна залежність відношення розмахів пульсацій по виразу (23) при IL 9 I0  0,3 (типове значення) і C12 C0  0,1 . Характер кривої показує, що навіть при 35 зменшеній ємності C12 в 10 разів відносно C 0 , розмах пульсацій в запропонованому пристрою виявляється меншим, ніж в прототипі в діапазоні значень коефіцієнта перетворення M  2  10 . Перемикання ключа 4 створює умови для виникнення синфазної завади, напруга якої визначається виразами: Ucm1  Ua  Ub U  Ud . (24) , Ucm2  c 2 2 5 UA 111935 U На кожному з інтервалів комутаційного процесу значення напруг Ua , Ub , Uc , Ud , які входять до виразів (24), визначаються з спрощених схем на Фіг. 3 і часових діаграм (Фіг. 4d, Фіг. 4f): DT : Ua  UC 2 , Ub   UC 2 ; Uc  UC , Ud  UC ; 1  DT :Ua  Ub  0; Uc 5 10 15  UC 2 , Ud   UC 2 . (25) При підстановці виразів (25) в (24) отримаємо на кожному інтервалі значення напруги синфазної завади Ucm1  Ucm2  0 , тобто теоретичну її відсутність. Однак в реальних умовах ідеальна симетричність напруг у схемі (і. 2) не може бути досягнута через розкид параметрів складових елементів. Проте, наближення до симетрії здатне знизити напругу синфазної завади до рівня, який дозволяє виключити застосування елементів додаткової фільтрації. Експериментальний зразок запропонованого перетворювача постійної напруги було виготовлено на Науково-виробничому підприємстві "Імпульс" (м. Запоріжжя). Проведено випробування зразка потужністю Po  3000 Вт з перетворюванням вхідної постійної напруги E  80 В у вихідну Uo  400 В Io  7,5 А M  Uo E  5  . В перетворювачі використано MOSFET транзистор з параметрами: Us  300 B, R ds  0,033 OM, а в схемі прототипу: Us  500 B, R ds  0,1 OM. Діоди застосовано однакового типу з параметрами: Ud0  1 B, R d  0.04 Ом,   0,3 . Проведемо теоретичну кількісну оцінку втрат потужності провідного стану в транзисторі і діодах при M  5 . 1. В транзисторі запропонованого пристрою по кривій 1 на Фіг. 6: 20  2 2 Ps  Ps  Io  Rds 0  7,8  7,5  0,1  43,8 Вт. 2. В транзисторі прототипу по кривій 2 на Фіг. 6:  2 2 Psp  Psp  Io  Rds 0  20  7,5  0,1  112,5 Вт. 3. В діодах запропонованого пристрою по кривій 1 на Фіг. 7: Pd  Pd  Io  Rd  6,33  7,5  0,04  14,25 Вт.  25 30 2 2 4. В діодах прототипу по кривій 2 на Фіг. 7:  2 2 Pdp  Pd  Io  Rd  8,33  7,5  0,04  18,7 Вт. З наведених оцінок видно, що втрати потужності в транзисторі і діодах запропонованого пристрою є меншими в порівнянні з аналогом, а їх загальне значення складає 72,3 Вт. Реально виміряні загальні втрати потужності в зразку перетворювача, які містять статичні і динамічні втрати потужності в транзисторі та двох діодах, а також в двох дроселях склали Ploss  91 Bт. Цей практичний результат побічно підтверджує відповідність оціненого теоретично рівня втрат потужності транзисторів в загальних втратах перетворювача. Досягнутий в зразку перетворювача ККД складає:   Po Po  Ploss   3000 3000  91  0.97 97 % 35 40 45 Таким чином, випробування експериментального зразка перетворювача підтвердили працездатність запропонованої схеми (Фіг. 2) та вказані переваги відносно аналога. Джерела інформації: 1. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. - М.: Техносфера, 2005. 632с. (Рис. 11.10 на с. 235). 2. W. Khadmun, W. Subsingha. High Voltage Gain Interleaved DC Boost Converter Application for Photovoltaic Generation System // Energy Procedia, Vol. 34, 2013, pp. 390-398. (Fig.4). 3. M. Shoyama, M. Ohba, T. Ninomiya. Balanced Buck-Boost Switching Converter to Reduce Common-ModeConducted Noise // Journal of Power Electronics (JPE), Vol. 2, No. 2, April 2002, pp. 139-145. (Fig.1b). 4. Воронин П.А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характеристики, применение. - М: Издательский дом "Додэка - XXI", 2001. - 384 с. (с. 136). 6 UA 111935 U ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 5 10 15 Перетворювач постійної напруги підвищувальний симетричний, що містить позитивний і негативний вхідні виводи, вхідний дросель з двома однаковими протифазними обмотками, одна з яких підключена між позитивним вхідним виводом і виводом першого діода в позитивному провідному напрямку, а друга - між негативним вхідним виводом і виводом другого діода в негативному провідному напрямку, керований ключ, підключений між точками з'єднання обмоток дроселя і діодів, та позитивний і негативний вихідні виводи з приєднаним до них фільтруючим конденсатором, який відрізняється тим, що в нього додатково введено вихідний дросель з двома однаковими протифазними обмотками і два проміжних конденсатори, причому одна з обмоток вихідного дроселя підключена між вільним виводом першого діода і позитивним вихідним виводом, друга - між вільним виводом другого діода і негативним вихідним виводом, а кожен з проміжних конденсаторів підключений між однойменними виводами першого і другого діодів. 7 UA 111935 U а 8 UA 111935 U 9 UA 111935 U Комп’ютерна верстка Г. Паяльніков Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 10