Перетворювач постійної напруги підвищувальний

Реферат: UA 99650 U UA 99650 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Корисна модель належить до електротехніки, а саме до перетворювальної техніки, і може використовуватись при створенні джерел вторинного електроживлення, агрегатів безперебійного електроживлення, при перетворенні енергії від вітрогенераторів, сонячних батарей і акумуляторів та в інших пристроях силової електроніки. Відомий класичний імпульсний перетворювач напруги підвищувального типу [1], що містить вхідний, загальний і вихідний виводи для підключення відповідно джерела живлення і навантаження, дросель, одним виводом підключений до вхідного виводу, іншим виводом через діод - до вихідного виводу, конденсатор вихідного фільтра, включений між вихідним і загальним виводами, керований ключ, одним виводом підключений до точки з'єднання дроселя і діода, а другим виводом - до загального виводу. На керуючий вивід ключа подаються управляючі імпульси з регульованим коефіцієнтом заповнення для стабілізації вихідної напруги в умовах коливання вхідної. Недоліком такого перетворювача є обмеження можливості збільшення коефіцієнта перетворення M=1/(1-D) до значень, не перевищуючих 5, оскільки цьому відповідають близькі до одиниці значення коефіцієнта заповнення D, при яких різко зростають втрати потужності в елементах схеми і знижується ККД [1]. Для збільшення робочих значень коефіцієнта перетворення (М = 5 - 10) у відомому перетворювачі [2, 3] використовують дві комутаційні збірки, зв'язані трансформатором, який виконує функцію подвоєння напруги. Такий перетворювач (фіг. 1) є найбільш близьким за технічною суттю та конструктивними ознаками до нового технічного рішення, що пропонується. Він містить вхідний і вихідний виводи для підключення, відповідно, джерела живлення Vin, і паралельно з'єднаних конденсатора С0 та навантаження R0 відносно загального виводу. Між вхідним і вихідним виводами встановлено дросель Li, трансформатор Т1 і дві комутаційні збірки, кожна з яких містить керований ключ на MOSFET транзисторі S1(S2) та діод D1(D2). Дросель Li одним виводом підключеного до вхідного виводу, другим виводом до середнього половинного виводу обмотки трансформатора Т1, кожен з двох крайніх виводів якої з'єднано через відповідний діод D1, D2 в провідному напрямку з вихідним виводом. Кожен з керованих ключів S1, S2 на MOSFET транзисторах підключений між одним з крайніх виводів обмотки трансформатора Т1 і загальним виводом. Робота керованих ключів S1, S2 виконується таким чином, що на стадії накопичення енергії в дроселі Li обоє ключів знаходяться в провідному стані, а наростаючий струм дроселя протікає від джерела живлення Vin через з'єднані паралельно двоє ланцюжків з половинної обмотки трансформатора Т1 і ключа до загального виводу. На стадії виведення енергії з дроселя Li в провідному стані знаходиться лише один з ключів S1 або S2, а спадаючий струм дроселя поділяється трансформатором Т1 в два рази і протікає до навантаження через один з діодів D1 або D2. Недоліком цього пристрою є зайві втрати потужності в обмотках трансформатора Т1 від протікання по них струму на стадії накопичення енергії в дроселі Li. Недоліком є також низька ефективність зниження втрат потужності в ключах S1, S2 при паралельному з'єднанні в них MOSFET транзисторів у випадку необхідного підвищення вихідної потужності перетворювача. По перше, при паралельному з'єднанні транзисторів повний струм дроселя в обмотках трансформатора Т1 залишається і втрати потужності в них не виключаються. По друге, неможливо долучити непарну кількість додаткових паралельних транзисторів, тому що ключів в схемі двоє. Необхідна парна кількість паралельних транзисторів означає підвищене їх число. Задачею корисної моделі є зниження втрат потужності в перетворювачі і тим збільшення його ККД. Поставлена задача вирішується тим, що перетворювач постійної напруги підвищувальний складається з вхідного, загального і вихідного виводів, дроселя, одним виводом підключеного до вхідного виводу, другим виводом до середнього половинного виводу обмотки трансформатора напруги, кожен з двох крайніх виводів якої з'єднано через діод в провідному напрямку з вихідним виводом, двох основних керованих ключів на MOSFET транзисторах, кожен з яких підключений між крайнім виводом обмотки трансформатора напруги і загальним виводом та фільтруючого конденсатора, приєднаного між вихідним і загальним виводами. Перетворювач відрізняється тим, що в нього введено додатковий керований ключ на MOSFET транзисторі, підключений між точкою з'єднання дроселя з середнім виводом обмотки трансформатора напруги і загальним виводом. Досягнення нового технічного результату в запропонованому перетворювачі полягає: 1 UA 99650 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 - в зниженні втрат потужності в обмотці трансформатора завдяки створенню кола протікання переважаючої частини струму дроселя поза обмоткою трансформатора через додатковий ключ; - в більш ефективному зниженні загальних втрат потужності в транзисторах при їх меншій додатковій кількості, тому що імпульсна напруга на додатковому ключі в два рази нижча по відношенню до напруги на основних ключах. Опір MOSFET транзистора додаткового ключа зі (2,2-2,7) зменшеною робочою напругою виявляється меншим в 2 =4,6-6,5 разів [4] ніж опір транзисторів основних ключів. На основі вищевказаного можна зробити висновок, що сукупність суттєвих ознак, яка запропонована в формулі корисної моделі, є необхідною та достатньою для досягнення нового технічного результату. Запропонований перетворювач (фіг. 2) складається з вхідного 1, загального 2 і вихідного 3 виводів, дроселя 4, трансформатора напруги 5, двох діодів 6, 7, двох основних керованих ключів на MOSFET транзисторах 8, 9, фільтруючого конденсатора 10 та додаткового керованого ключа 11 на MOSFET транзисторі. Дросель 4, одним виводом підключений до вхідного виводу 1, а другим - до середнього половинного виводу обмотки трансформатора напруги 5. Кожен з двох крайніх виводів обмотки трансформатора напруги 5 з'єднано через один з діодів 6, 7 в провідному напрямку з вихідним виводом 3. Кожен з двох основних керованих ключів на MOSFET транзисторах 8, 9 підключено між одним з крайніх виводів обмотки трансформатора напруги 5 і загальним виводом 2. Фільтруючий конденсатор 10, приєднаний між вихідним 3 і загальним 2 виводами. На фіг. 1 зображена схема пристрою, що використовується як прототип. На фіг. 2 зображена схема запропонованого пристрою. На фіг. 3-13 зображені часові діаграми, що пояснюють роботу запропонованого пристрою: Фіг. 3 - сигнал на керуючому вході основного ключа 8; Фіг. 4 - сигнал на керуючому вході основного ключа 9; Фіг. 5 - сигнал на керуючому вході додаткового ключа 11; Фіг. 6 - струм дроселя 4; Фіг. 7 - напруга на дроселі 4; Фіг. 8 - струм додаткового керованого ключа 11; Фіг. 9 - струм основного керованого ключа 8; Фіг. 10 - струм основного керованого ключа 9; Фіг. 11 - струм діода 6; Фіг. 12 - струм діода 7; Фіг. 13 - напруга на додатковому керованому ключі 11; На фіг. 14 зображені графічні залежності відносних втрат потужності в транзисторах від коефіцієнта перетворення М: суцільна лінія 1 - для двох транзисторів в схемі аналога; суцільна лінія 2 - для чотирьох транзисторів в схемі аналога; штрихова лінія 3 - для трьох транзисторів в схемі запропонованого пристрою при α = 2,2; штрихова лінія 3 - для трьох транзисторів в схемі запропонованого пристрою при α = 2,7; Робота запропонованого перетворювача (фіг. 2) відбувається таким чином. Керуючі сигнали основних ключів 8 (фіг. 3), 9 (фіг. 4) формуються зі зсувом на інтервал половини періоду комутації Т/2 і мають тривалість, яка перевищує інтервал зсуву. Цим створюється виникнення інтервалів часу (t0-t1) і (t2-t3) з відносною тривалістю DT/2, протягом яких обоє ключів 8, 9 одночасно знаходяться в провідному стані. На інтервалах часу (t 1-t2) і (t3-t4) ключі 8, 9 встановлюються в провідний стан почергово. Формування керуючого сигналу додаткового ключа 11 (фіг. 5) виконується шляхом з'єднання за логічною функцією "І" сигналів основних ключів 8 (фіг. 3) і 9 (фіг. 4). У момент часу t0 керуючі сигнали (фіг. 3), (фіг. 4), (фіг. 5) замикають керовані ключі 8, 9, 11 і цим активізують початок процесу накопичення енергії в дроселі 4 наростаючим струмом (фіг. 6). На цей момент фільтруючий конденсатор 10 є зарядженим на попередніх циклах комутації до напруги U0 на вихідному виводі 3. На інтервалі часу (t0-t1) до дроселя 4 докладена вхідна напруга перетворювача Е (фіг. 7), а його струм замикається по ланцюгу: вхідний вивід 1, дросель 4, додатковий ключ 11 з паралельно підключеними через половинні обмотки трансформатора 5 основними ключами 8, 9 та загальний вивід 2. Струм дроселя 4 (фіг. 6) розподіляється на струм додаткового ключа 11 (фіг. 8) і струми основних ключів 8 (фіг. 9), 9 (фіг. 10) зворотно пропорційно їх опорам в провідному стані. Струми діодів 6 (фіг. 11),7 (фіг. 12) відсутні, тому, що вони закриті зворотною напругою, докладеною до них від фільтруючого конденсатора 10. Напруга на додатковому ключі 11 (фіг. 13) наближається до нульового значення. 2 UA 99650 U 5 10 15 З моменту часу t1 керуючі сигнали вимикають основний 9 (фіг. 4) та додатковий 11 (фіг. 5) ключі і спадаючим струмом дроселя 4 (фіг. 6) заряджається фільтруючий конденсатор 10 по ланцюгу: вхідний вивід 1, дросель 4, в одному напрямку - половинна обмотка трансформатора 5, основний ключ 8, до загального виводу 2, в другому напрямку - половинна обмотка трансформатора 5, діод 6 в провідному стані до фільтруючого конденсатора 10 та вихідного виводу 3. При цьому на інтервалі часу (t1-t2) дросель 4 змінює полярність напруги, яка дорівнює різниці (U0/2)- Е (фіг. 7), а через основний ключ 8 (фіг. 3) і діод 6 (фіг. 11) протікає струм з половинним значенням від струму дроселя 4. Крайні виводи обмотки трансформатора 5 на цей час фактично підключені через основний ключ 8 до загального виводу 2, а через діод 6 - до вихідного виводу 3 з напругою U0. Тому на середньому половинному виводу обмотки трансформатора 5 виникає напруга, яка дорівнює половині вихідної напруги U 0/2, і це значення присутнє на додатковому ключі 11 (фіг. 13). На інтервалі часу (t2-t3) протікають процеси повністю ідентичні діям на інтервалі (t 0-t1), а на інтервалі часу (t3-t4) - аналогічні діям на інтервалі (t1-t2), але з тією різницею, що в роботі приймають участь замість основного ключа 8 і діода 6 інші елементи: основний ключ 9 і діод 7. Коефіцієнт перетворення M запропонованого перетворювача напруги в режимі безперервного струму дроселя 4, як відношення вихідної напруги U0 до вхідної E : M U0 2  E 1 D , (1) 20 25 30 де D - відносна тривалість стадії накопичення енергії в дроселі. Покажемо, що введення додаткового транзистора не є простим механічним збільшенням загальної кількості транзисторів, як очевидний шлях для зниження сумарних втрат потужності в цих елементах. Саме розміщення одного додаткового транзистора в запропонованому місці схеми перетворювача дозволяє досягнути підвищений ефект зниження втрат потужності в порівнянні з простим збільшенням кількості транзисторів з двох до чотирьох в схемі аналога. Для підтвердження цього визначимо сумарні втрати потужності: - в двох транзисторах S1, S2 схеми аналога (фіг. 1); - в чотирьох транзисторах схеми аналога (на фіг. 1 ключі S1, S2 складені з двох паралельно з'єднаних транзисторів); - в трьох транзисторах 8, 9, 11 схеми запропонованого перетворювача (фіг. 2). Потужність втрат при умові безперервного струму в дроселі і прямокутній формі імпульсів струму в транзисторах описується виразом: Ps  I2.m  D s  R ds , s (2) 35 де Is.m - амплітудне значення імпульсів струму транзистора; D s - коефіцієнт заповнення імпульсів струму транзистора; 40 R ds - опір транзистора в провідному стані. Для схеми аналога з двома транзисторами (фіг. 1) параметри імпульсів струму в них з урахуванням виразу (1): I M 1 D M1 Is.m  0 Ds    2 ; 2 2 M , 45 (3) де I0 - струм навантаження перетворювача; Підставляючи вирази (3) в вираз (2), отримаємо сумарні втрати потужності в двох транзисторах схеми аналога і вираз втрат у відносній формі: 3 UA 99650 U 2 Ps2   I0  R ds  * Ps2   Ps2  M  M  1 2 ;  2 I0  R ds (4) M  M  1 2 При використанні в схемі аналога (фіг. 1) як ключі S1, S2 чотирьох транзисторів сумарні втрати потужності в них зменшуються в два рази і тому з виразу (4) маємо: 5 * Ps4   10 Ps4  2 I0   R ds M  M  1 4 (5) , В схемі запропонованого перетворювача (фіг. 2) сумарні втрати потужності в трьох транзисторах 8, 9, 11 зручно визначити як суму втрат на стадії накопичення енергії у дроселі 4, коли всі три транзистора знаходяться в провідному стані, і стадії виводу енергії з дроселя, на якій в провідному стані перебуває лише один з основних транзисторів 8 або 9. Напруга Us1 на додатково введеному транзисторі 11 завдяки підключенню до середнього половинного виводу трансформатора 5 в два рази нижче, ніж напруга Us на основних транзисторах 8, 9, тому його опір R ds1 зменшений і співвідноситься до опору R ds основного транзистора у вигляді виразу [4]: 15   R ds1  Us1   1     R ds  Us  2 ,   20 (6) де α=2,2….2,7 - показник ступеня зміни опору. З урахуванням співвідношення (6) і умовно приймаючи опір обмоток трансформатора 5 рівним нулю, загальний опір в провідному стані паралельно з'єднаних додаткового і двох основних транзисторів визначається: 1 R ds3  1 R ds1 2  R ds   R ds  2  2 1  1 (7) , На стадії накопичення енергії в дроселі маємо параметри імпульсів струму у транзисторах: Is.m  I0  M ; Ds  D  M2 M , (8) 25 Відносні втрати потужності в трьох транзисторах на цій стадії отримаємо шляхом підстановки виразів (7), (8) до виразу (2): * Ps3.1  30 Ps3.1 2 I0  R ds  M  M  2   2  2  1  1 , На стадії виводу енергії з дроселя 4 в провідному стані перебуває лише один основний транзистор (8 або 9), для якого параметри імпульсів струму: I M 2 Is.m  0 Ds  1  D  2 ; M, 35 (9) (10) Відносні втрати потужності в основному транзисторі на цій стадії отримаємо шляхом підстановки виразів (10) до виразу (2): 4 UA 99650 U * Ps3.2   Ps3.2  2 I0  R ds  M 2 (11) , Загальні відносні втрати потужності в трьох транзисторах 8, 9, 11 в схемі запропонованого перетворювача (фіг. 2) є сумою виразів (9), (11): 5 * * * Ps3   Ps3.1  Ps3.2  10 15 20 25 30 35 40  M  M 2   1 (12) 2  2 1  1  ,   На фіг. 14 зображені графічні залежності відносних втрат потужності в транзисторах від коефіцієнта перетворення М: суцільна лінія 1 - для двох транзисторів в схемі аналога по формулі (4); суцільна лінія 2 - для чотирьох транзисторів в схемі аналога по формулі (5); штрихові лінії 3, 4 - для трьох транзисторів в схемі запропонованого пристрою по формулі (12), відповідно, при α=2,2 і α=2,7. З цих залежностей видно, що введення одного додаткового транзистора в запропонованому пристрої дає більше зниження втрат потужності в порівнянні з простим збільшенням кількості транзисторів з двох до чотирьох в схемі аналога. При цьому ефект зниження втрат потужності тим більший, чим більше значення коефіцієнта перетворення М. Так, при М=10 теоретичне зниження втрат потужності з трьома транзисторами в запропонованому пристрої відносно втрат з чотирма в аналогу досягає 24-36 %. Експериментальний зразок запропонованого перетворювача постійної напруги було виготовлено на Науково-виробничому підприємстві "Імпульс" (м. Запоріжжя). Проведено випробування зразка потужністю Р0=3000 Вт з перетворюванням вхідної постійної напруги Е=80 В в вихідну U0=400B/I0=7,5A (M=U0/E=5). В перетворювачі використано транзистори, які мали параметри: додатковий транзистор - Us1=300 B, Rds1=0,043 OM; основні транзистори - Us=500 B, Rds=0,15 Ом. Показник ступеня зміни опору для цих транзисторів, згідно з формулою (5): α=2,44. Теоретичні втрати потужності в опорах транзисторів при М=5, α=2,44 в формулі (12): * 2 Ps3  Ps3  I0  Rds  4,5  7,52  0,15  38 Вт . Реально виміряні загальні втрати потужності в зразку перетворювача, які містять статичні і динамічні втрати потужності в трьох транзисторах та двох діодах, а також втрати в дроселі і трансформаторі, склали Ploss=56 Bт. Цей практичний результат побічно підтверджує відповідність оціненого теоретично рівня втрат потужності транзисторів в загальних втратах перетворювача. Досягнутий в зразку перетворювача ККД складає: η=Р0/(Р0+Ploss)=3000/(3000+56)=0.98 (98 %) Таким чином, випробування експериментального зразка перетворювача підтвердили працездатність запропонованої схеми (фіг. 2) та вказані переваги відносно прототипу. Джерела інформації: 1. Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. - М.: Техносфера, 2005. – 632 с. (Рис. 11.10 на с. 235). 2. С.A. Petry, I. Barbi. A comparison between the boost and the double boost converters with inductive coupling // COBEP 2003-Congresso Brasileiro de Eletrônica de Potência 2003, Fortaleza, CE, 2003. - Р.51-56. (Fig. 1). 3. G. V. T. Bascop, I. Barbi. Generation of a family of non-isolated DC-DC PWM converters using new three-state switching cells // Power Electronics Specialists Conference, 2000. PESC 00. 2000 IEEE 31st Annual, Vol. 2. - Р. 858-863. (Table 1, Cell: B-BOOST). 4. Воронин П.А. Силовые полупроводниковые ключи: семейства, характеристики, применение. - М.: Издательский дом "Додэка - XXI", 2001. - 384 с. - С. 136. 45 ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 50 Перетворювач постійної напруги підвищувальний, що складається з вхідного, загального і вихідного виводів, дроселя, одним виводом підключеного до вхідного виводу, другим виводом до середнього половинного виводу обмотки трансформатора напруги, кожен з двох крайніх виводів якої з'єднано через діод в провідному напрямку з вихідним виводом, двох основних керованих ключів на MOSFET транзисторах, кожен з яких підключений між одним з крайніх виводів обмотки трансформатора напруги і загальним виводом та фільтруючого конденсатора, 5 UA 99650 U приєднаного між вихідним і загальним виводами, який відрізняється тим, що в нього введено додатковий керований ключ на MOSFET транзисторі, підключений між точкою з'єднання дроселя з середнім виводом обмотки трансформатора напруги і загальним виводом. 6 UA 99650 U 7 UA 99650 U Комп’ютерна верстка Л. Ціхановська Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Василя Липківського, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут інтелектуальної власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 8