Багаторівневий перетворювач

Винахід відноситься до електронних перетворювачів електричної енергії типу описаних у заявці FR 2 679 715 А1, які можуть бути використані у джерелах живлення. Приклад перетворювача, описаного у цій заявці, приведено на фіг. 1. Між джерелом напруги SE і джерелом струму С він містить, у основному, послідовність керованих перемикаючих чарунок CL1, CL2, ..., CLn, кожна з яких має два вимикача Т1, Τ’1; Τ2, Т'2; ...; Τn, Τ'n, причому один вивід кожного з двох вимикачів створює частину передуючої пари виводів, другий же вивід кожного з вимикачів створює частину подальшої пари виводів, а подальша пара виводів передуючої чарунки з'єднана з передуючої парою виводів подальшої чарунки, передуюча ж пара виводів першої чарунки CL1 з'єднана з означеним джерелом струму С (далі ДС), тоді як пара подальших виводів останньої чарунки CLn з'єднана з означеним джерелом напруги SE; крім того, перетворювач містить конденсатори С1, С2 ..., Сn у відповідних чарунках (конденсатор останньої чарунка може бути відсутній, якщо властивості означеного джерела напруги SE дозволяють його заміну), під'єднаних до двох виводів, що створюють подальшу пару виводів відповідної чарунки; далі, перетворювач оснащений пристроями(не показаними), що керують його нормальною роботою і впливають на вимикачі послідовних чарунок таким чином, що два вимикача будь-якої чарунки завжди знаходяться у протилежних станах проводимості (що показано керуючими зв'язками, наприклад, /с1), тобто в разі надходження керуючих сигналів від означених пристроїв управління один з вимикачів даної чарунки знаходиться послідовно спочатку у першому, а потім у другому стані проводимості протягом періоду перетворення, що циклічно повторюється, і під впливом ідентичних керуючих сигналів, які, проте, зсунуті за часом один відносно другого на частку означеного періоду перетворення, вимикачі послідовних чарунок функціонують, таким чином, ідентично, але з часовим зсувом на означену частку періоду. Бажано обирати означену частку періоду рівній величині, зворотній до кількості n чарунок, тобто 2p/n; таке значення є оптимальним відносно гармонік, що з'являються на виході, і забезпечує природній баланс напруг зарядів конденсаторів перетворювача. Можна, проте, обирати і інші значення зсуву, зокрема різні зсуви для різних ступенів. В такому перетворювачі у конденсаторах С1, С2, …, Сn, пов'язаних з означеними чарунками, накопичується заряд при середній напрузі, рівній напрузі VE означеного джерела напруги, помноженому на величину, зворотну до кількості чарунок у перетворювачі, і на порядковий номер чарунки, тобто VE/3, 2VE/3, VE при n = 3 (тобто коли перетворювач має всього три чарунки). Все сказане, природно, справедливо і для інших значень n > 2 і, зокрема, коли n більше трьох. Термін "багаторівневий перетворювач" (БП) позначає далі перетворювач згідно з приведеним вище описом. Винахід має метою створити умови формування заряду кожного з конденсаторів, що забезпечують функціонування такого багаторівневого перетворювача згідно з приведеним вище описом, не зважаючи на неминучі відхилення від номінального режиму. Щоб розглянути більш детально, як у нормальних умовах змінюється заряд на одному з конденсаторів, звернемося до фіг. 2, де показано довільно обрану перемикаючу чарунку CLk разом з її вимикачами Tk і T'k, конденсатором Ck, що належить до цієї чарунки, а також подальшу чарунку CLk + 1 з її вимикачами Tk + 1 і T'k + 1. З урахуванням з'єднань між вимикачами кожної чарунки, Tk і T'k або Tk + 1 і T'k + 1, пара суміжних чарунок Clk і CLk + 1, що показана на фіг. 2, може мати 4 стани проводимості: а) перший стан, при якому Tk і Tk + 1 розімкнуті, так Ідо заряд конденсатора Ck залишається незмінним; б) другий стан, при якому обидва Tk і Tk + 1 замкнені, заряд конденсатора Ck також залишається незмінним, оскільки T'k і T'k + 1 при цьому розімкнуті; в) третє стан, при якому Tk замкнений, a Tk + 1 розімкнутий, так що струм Ik від ДС С, рівний І, тече через Tk, у той час, як струм I'k через T'k дорівнює 0. Стан Tk + 1 визначає lk + 1 = 0, a l'k + 1 = І, внаслідок чого струм I'ck через конденсатор Ck дорівнює І; г) четвертий стан, при якому Tk розімкнутий, a Tk + 1 замкнений, так що струм l'k + 1 від ДС С, що дорівнює І, тече через T'k, у той час, як струм Ik через Tk дорівнює 0. Стан Tk + 1 визначає lk + 1 = I, a l'k + 1 = 0, внаслідок чого струм Ick через конденсатор Ck дорівнює І; Струми I'ck = l'k + 1 і Ick = lk + 1 додають заряди протилежних знаків конденсатору Ck у третьому та четвертому станах; ми будемо називати першу ситуацію негативної, а другу позитивною. Джерелом струмів у цих двох станах є ДС. Якщо величина постійного струму від ДС витримується точно, і все інше залишається постійним, струми від ДС під час станів в) і г) однакові і течуть у протилежних напрямках протягом періодів проводимості Tk і Tk + 1 {які, як вже вказувалося, у нормальному режимі однакові і зсунуті за часом). Це означає, що заряд конденсатора Ck змінює свою величину негативно і потім позитивно на одну і ту ж величину, і, таким чином, залишається незмінним за робочий період перетворювача. В ідеальній системі (ДС високої точності з нескінченним внутрішнім опором) величини струмів Ick і I'ck визначені джерелом струму В реальних умовах, коли внутрішній опір не є нескінченним, струм через ДС залежить від напруги на його виводах і, таким чином, від напруги Vck на конденсаторах. Наприклад, якщо з якої-небудь причини напруга Vck стане вищою за її номінальне значення VE x k /n, то це призведе до збільшення струму розряду I'ck і зменшенню струму заряду Ick порівняно до їх нормальних значень, і, у результаті, до повернення заряду конденсатора Ck до значення, яке він повинен мати. Таким чином, можна бачити, що робота БП буде сталою, не зважаючи на коливання амплітуди у обох напрямках, як у ДС, так і у джерела напруги. Проте, як пояснюється нижче, це створює проблеми, пов'язані з динамікою. На фіг. 3 ілюстровано приклад функціонування БП, показаного на фіг. 1 і 2, для випадку n = 3; для того, щоб подати до джерела струму С синусоїдальне модульовану напругу, використано широтно-імпульсну модуляцію, тобто протягом послідовності періодів ρ7, р2, р3,... при роботі перетворювача (лінія t) вимикачі Т1, Τ2, і Т3 один за другим знаходяться у замкненому стані протягом часових проміжків, що змінюються згідно з хвилею модуляції вихідної напруги, званої далі "модулюючою" хвилею. В кожен момент часу вимикачі T’Ί, Т'2, і Т'3 знаходяться у протилежних станах. Природно, інші типи модуляції роботи вимикачів, як це добре відомо, також дозволяють одержати такий же результат. Ясно також, що перетворювач можна використати, щоб подати до джерела струму С хвилю будь-якої іншої форми або регульовану постійну напругу. Розглянемо спочатку роботу перетворювача протягом періоду р1. Якщо протягом цього періоду один з вимикачів Т1, Т2 і Т3 замкнений, то інші два розімкнуті. Для кожні пари суміжних чарунок і конденсатора між ними це відповідає вищеописаним станам в) і г), коли конденсатор одержує додаткові негативний і потім позитивний заряди з результуючим значенням, рівним у нормальних умовах 0. Слід також відзначити, що у той час, як суміжні чарунки CL1 і CL2 знаходяться у стані г), суміжні чарунки CL2 і CL3 знаходяться у стані в), так що конденсатор С1 одержує додатковий позитивний заряд від того ж струму, який приносить конденсатору С2 додатковий негативний заряд. Фіг. 3 також дає приклад, що показує, як БП працює протягом періодів р2, р3, і т. д., у продовження яких періоди проводимості вимикачів Т1, Т2, Т3 стають коротшими, а потім довшими, поки вони не перебільшать одну третину періоду, внаслідок чого відбувається їх взаємне перекриття. Лінія VI показує значення напруги, яке у ідеальному випадку було б передано ДС, зокрема, у випадку, якщо ємність конденсаторів була б така, що згадані додаткові заряди незначно впливали на напругу на них. Напругу VI представлено у частках напруги VE джерела напруги SE, відрахованого відносно негативного виводу джерела напруги SE. Легко бачити, що напруга VI містить як основну велику складову на частоті модулюючої хвилі, так і низькоамплітудні гармоніки частоти вище частоти переривача, які легко видалити за допомогою фільтру нижніх частот. Оскільки струм змінюється, його інтегрування за допомогою індуктивності, що міститься у ДС, призводить до того, що перетворювач подає у ДС змінний струм синусоїдальної форми з періодом, що дорівнює періоду основної частоти джерела напруги. Оскільки струм змінюється синусоїдальне, стани в) і г), згадані вище, призведуть до неоднакових змін заряду конденсаторів перетворювача, оскільки у проміжку часу між двома станами струм встигне змінитися. Цією обставиною можна знехтувати тільки якщо робочий період вимикачів значно перевершує частоту модулюючої хвилі. Слід також очікувати, що змінний струм, що подається у ДС, не буде точно синусоїдальним, але буде мати спотворення несиметричного вигляду. Аналогічно цьому, відхилення рівнів керуючих сигналів, або генерованих ними сигналів, або будь-які розбіжності у моментах перемикання різних вимикачів, неминуче призводять до неоднакових тривалостей проводимості вимикачів за робочий період перетворювача, або викликають зсув фаз проводимості вимикачів, або ж призводять до розбалансування струмів заряду і розряду конденсаторів. Внаслідок цього, взагалі кажучи, у БП описаного типу практично не можна забезпечити виконання функціональних вимог. На жаль, якщо відхилення заряду, що додається, повторюється, це призводить до відхилення заряду конденсатора (у ту або іншу сторону) і, таким чином, до помилки у середньому значенні напруги на конденсаторі, тим самих підвищуючи рівень спотворень напруги, що подається до ДС на робочій частоті перетворювача. На фіг. 3 це явище ілюстровано кривою VI', подібною до кривої VI, за винятком того, що конденсатор С1 (фіг. 1), який, як вважається, заряджується до напруги нижче нормальної, запобігає надсиланню перетворювачем імпульсів vi1, vi2, vi3 постійної амплітуди, замість яких перетворювач генерує імпульси, подібні vi1', меншої амплітуди (масштаб збільшено для поліпшення подання), роблячи це всякий раз, коли конденсатор С1 додає власну напругу до напруги, що поступає до джерела струму С, а також імпульси, подібні vi2' більшої амплітуди, роблячи це у випадках, коли конденсатор С1 віднімає свою напругу з напруги, що подається до ДС, і, нарешті, імпульси, подібні vi3 ' тієї ж амплітуди, коли конденсатор С1 вимкнутий з ланцюга. Таким чином, легко бачити, що це додає у сигнал VI' збурюючу складову на означеної робочій частоті перетворювача. Така збурююча складова не виникає, коли конденсатори одержують номінальний заряд. Звичайно поява такої складової шкідлива. Проте і раніш за все, вимикачі потрапляють під напруги, які вже, по суті, не дорівнюють різниці між номінальними напругами на суміжних конденсаторах, рівними напрузі джерела напруги, поділеній на кількість ступенів перетворювача. Це небезпечно для вимикачів. Звичайно, як вже відзначалося раніше, відхилення заряду мають тенденцію бути спонтанно поглинутими, проте цей процес потребує часу. Крім того, цей спонтанний процес відбувається за участю ДС. Отже, він неможливий за відсутності струму від ДС і, у всякому разі, проходить повільніше, якщо струм, що тече через ДС, малий. Виходячи з означених вище особливостей, винахід передбачає створення БП, у якому номінальне середнє значення заряду на кожному конденсаторі підтримується краще. Звертаючись до визначення БП, приведеного раніше, слід підкреслити, що за номінальних умов роботи перетворювача для усіх ступенів забезпечується однакові робочі цикли (відповідно до робочого періоду перетворювача), але зсунуті у часі на частку означеного періоду, бажано рівну 2p/n, де 2p - робочий період перетворювача, а n - кількість ступенів. На фіг. 3 можна бачити, що протягом періоду перетворювача (р1, р2, р3) ступені перетворювача створюють однакові ступені напруги (vi1, vi2, vi3), сума яких постійна. Інакше кажучи, відбір вихідних сигналів провадиться на основі робочого періоду перетворювача. Коли перемикачі являють собою порівняно повільні потужні прилади, наприклад тиристори, робочий період перетворювача буде порівняно довгим і це додасть порівняно велику часову константу до часу реакції перетворювача на несподівані команди і погіршить його динаміку. У таких випадках винахід уможливлює зменшення цієї часової константи. Згідно з винаходом, БП має додаткові засоби керування, призначені по команді змінювати положення у часі означеного першого стану проводимості однієї або більше чарунок. У першому втіленні винаходу означена зміна положення у часі першого стану проводимості здійснюється прискоренням або уповільненням появи означеного першого стану без зміни порядку роботи чарунок перетворювача. У цьому випадку зміна положення у часі першого стану проводимості однієї або більше чарунок дозволяє змінювати напругу, прикладену до означеного ДС, тобто змінювати енергію, що передається до ДС, а також викликати відповідну зміну струму через ДС, і, отже, зміну заряду конденсаторів, на які впливає означена зміна струму. У другому втіленні винаходу означена зміна положення у часі означеного першого стану проводимості здійснюється шляхом такої зміни порядку роботи чарунок перетворювача впродовж робочого періоду перетворювача, яка передбачає групування операцій тих чарунок перетворювача, які набувають відхилень заряду однакового напрямку. Така зміна призводить до появи збурюючої складової, яка підсилює відхилення одного напрямку, і це підвищує ефективність процесу спонтанної ресорбції відхилень заряду конденсаторів перетворювача. Згідно з додатковими особливостями винаходу для відновлення балансу паралельно до означеного ДС підімкнуто навантаження у вигляді послідовно з'єднаних резисторів, підібраного відповідно до робочої частоти перетворювача, щоб збільшити струм, породжений цією збурюючою складовою. БП переважно має засоби для вимірювання будь-якої різниці між виміряним значенням середнього заряду кожного з конденсаторів і його номінальним значенням, а також додаткові засоби керування для такої зміни положення у часі означеного першого стану проводимості однієї або більше чарунок, яка призводить до зменшення означеної виміряної різниці. В одному з варіантів першого втілення БП має засоби для вимірювання різниці між виміряним значенням середнього заряду на одному з означених конденсаторів і його номінальним значенням, а також додаткову схему керування для такої зміни положення у часі означеного першого стану проводимості чарунки, що містить цей конденсатор, яка призводить до зменшення означеної виміряної різниці. У цьому варіанті кожен з засобів вимірювання різниці містить засоби для одержання значення напруги джерела напруги, порядкового номера ступеня та кількості ступенів, що дає змогу визначити, яким має бути номінальна напруга на кожному конденсаторі у робочому періоді перетворювача, і виміряти після цього означену різницю за допомогою компаратора, який віднімає означену напругу, виміряну між виводами кожного з конденсаторів від означеної номінальної напруги на конденсаторі. Означені засоби вимірювання напруги на конденсаторі переважно містять схему вимірюванні напруги між його виводами. У другому варіанті означені засоби вимірювання напруги на кожному з конденсаторів містять схему вимірюванню напруги між виводами вимикача чарунки, яка містить конденсатор. У іншому варіанті означені засоби вимірювання напруги на кожному з конденсаторів містять ланцюг вимірювану напруги між виводами ДС. Як вважається за найкраще, кожен з означених додаткових засобів керування одержує окрім означеного сигналу різниці, виміряне значення струму від означеного ДС і константу, що репрезентує ємність одного з означених конденсаторів, пов'язаного з ним, і обчислює відповідну зміну положення у часі означеного першого стану проводимості чарунки, пов'язаної з конденсатором, так, що ця зміна створює у конденсаторі додатковий заряд, який компенсує означену різницю. Бажано також, щоб означений засіб керування одержував модулюючий сигнал і відповідно змінював тривалість означеного першого стану проводимості чарунки, пов'язаної з конденсатором, так що, коли всі означені додаткові засоби керування працюють таким же чином, означене ДС отримує середню напругу, модульовану відповідно до означеного модулюючого сигналу. Вважається також за краще, коли кожен з означених додаткових засобів керування одержує від суміжного додаткового засобу керування сигнал зміни, вироблений у ньому і визначаючий зміну, яку обумовлює суміжний додатковий засіб керування у положенні у часі означеного першого стану проводимості пов'язаної з ним чарунки, і, таким чином, додатковий засіб керування відповідно змінює положення у часі означеного першого стану проводимості його чарунки у напрямі, який компенсує у конденсаторі цієї чарунки вплив зміни, що сталася у суміжній чарунці. Крім того, у додаток до означеного сигналу різниці кожен з додаткових засобів керування одержує результат вимірювання струму від ДС і константу, репрезентуючу ємність відповідного конденсатора, а також команду зміни робочої скважності перетворювача, і обчислює відповідну зміну положення у часі першого стану проводимості пов'язаної з конденсатором чарунки, причому ця зміна така, що, викликає зміну середньої напруги між виводами ДС, що задовольняє одержаній команді. Різні елементи і характерні особливості винаходу більш ілюстративно викладені у описі втілень на прикладах, що не обмежують застосування винаходу, з посиланнями на креслення, де: фіг. 1 містить принципову схему відомого БП; фіг. 2 містить принципову схему двох суміжних ступенів БП з фіг. 1; фіг. 3 представляє форми напруг, що ілюструють функціонування БП з фіг. 1 і 2 для випадку, коли БП має 3 ступеня; фіг. 4 містить принципову схему засобу управління для БП типу, показаного на фіг. 1, 2 та 3 і скомпонованого згідно з втіленням винаходу; фіг. 5 представляє криві, що ілюструють втілення винаходу згідно з конфігурацією фіг. 4, для довільної чарунки БП, такої, яка показана на фіг. 2 у втіленні, яке передбачає підтримання середнього заряду конденсатора; фіг. 6 містить принципову схему засобу вимірювання напруги на конденсаторі, яку використано у схемі фіг. 4; фіг. 7 містить принципову схему варіанту частини засобу, показаного на фіг. 4, що відповідає випадку, коли середня напруга на кожному з конденсаторів визначають на основі знання напруги між виводами кожного з вимикачів у розімкнутому стані. фіг. 8 представляє криві, подібні до кривих фіг. 5, що ілюструють втілення винаходу згідно з конфігурацією фіг. 4, для довільної чарунки БП, такої, яка показана на фіг. 2, у для втіленні, що передбачає зменшення сталої часу перетворювача; фіг. 9, подібно до фіг. 4, містить принципову схему засобу управління для БП типу, показаного на фіг. 1, 2 та 3 і скомпонованого згідно з втіленням винаходу, що передбачає схему централізованого керування; фіг. 10, подібно до фіг. 5, представляє імпульси, які генеруються ступенями 7-ступенчастого перетворювача, коли протягом робочого періоду перетворювача нерівність зарядів конденсаторів породжує у вихідній напрузі хвилі з частотою, що вдвічі більша за робочу частоту перетворювача; фіг. 11 подібна до фіг. 10, але у результаті іншої організації роботи ступенів та ж сама нерівність зарядів конденсаторів породжує хвилі з частотою, що дорівнює робочій частоті перетворювача; фіг. 12 містить векторну діаграму режиму роботи перетворювача згідно з фіг. 10, яка показує, що результуюча напруга на робочій частоті перетворювача має порівняно малу амплітуду; .фіг. 13 містить векторну діаграму режиму роботи перетворювача згідно з фіг. 11, яка показує, що внаслідок зміни послідовності роботи ступенів результуюча напруга на робочій частоті перетворювача має порівняно велику амплітуду; фіг. 14 містить принципову схему перетворювача фіг. 1, до якої додано настроєне CR навантаження з метою відновлення балансу напруг на конденсаторах перетворювача, коли він працює у режимі фіг. 13. Повторного опису БП не дано. Схеми з фіг. 1, 2 і 3 відповідають перетворювачу типу, описаного у документації до патенту FR 2 679 715 А1, до якого читач може звернутися за більш детальною інформацією. З елементів фіг. 1 на фіг. 4 показані тільки конденсатори С1, С2, .., Сn. У винаході кожен з цих конденсаторів пов'язаний з відповідними схемами вимірювання VM01, VMO2, ..., VMOn, які мають засоби вимірювання середньої напругу на кожному з конденсаторів. Для цього кожна схема вимірювання під'єднана до відповідного конденсатора і виробляє сигнали-результати вимірювання V01, V02, ... VOn, які є середніми значеннями напруги на конденсаторах. Згідно з винаходом кожен з цих конденсаторів пов'язаний також з відповідної схемою вимірювання різниці VE1, VE2, ... VEn, що виміряє різницю (якщо вона існує) між середнім значенням напруги заряду, одержуваним від відповідної схеми вимірювання, і номінальним середнім значенням напруги на конденсаторі. Схема вимірювання різниці сама обчислює номінальну середню напругу на конденсаторі як частку 1/n напруги VE джерела напруги SE (n - кількість ступенів у перетворювачі), помножену на порядковий номер R ступеня. Таким чином, схема одержує значення VE, величини ж R і n, постійні для даного перетворювача, введені схемно. Схема формує з цих величин номінальну середню напругу VE x R/n і порівнює його з виміряною середньою напругою заряду, щоб одержати різністний сигнал VEC1, VEC2, …, VECn, що представляє різницю між цими двома напругами. Різністний сигнал впливає на додаткові пристрої управління, що входять до складу керуючих модулів МСС1, МСС2, ..., МССn. Ці керуючі модулі спрацьовують у відповідь на сигнали запуску сигнали sd1, sd2, …, sdn, що надходять до них у кожному періоді, наприклад, рl (фіг. 3), від схеми формування тактів ВТ і зсунуті відносно один одного таким чином, що кероване перемикання у чарунках перетворювача також відбувається з зсувом. Головною функцією кожного з керуючих модулів є генерування керуючого імпульсу у кожному періоді, причому номінальна тривалість керуючого імпульсу визначається величиною сигналу модуляції М, що надходить від схеми DC керування робочою скважністю. Вони, таким чином, виробляють керуючі імпульси СЕ1, СЕ2, ..., СЕn, ширина яких модульована так, як це показують лінії Т1, Т2 та Т3 (фіг. 3). Кожен з означених додаткових засобів керування у керуючих модулях МСС1, МСС2, …, МССn змінює положення цього імпульсу у часі у функції значення різністного сигналу VEC1, VEC2, …, VECn і струму І від ДС. Кожен з означених додаткових пристроїв у керуючих модулях МСС1, МСС2, …, МССn також переважно змінює положення імпульсу у часі у функції зміни власного керуючого імпульсу, що відбувається під впливом суміжного керуючого модуля, і здійснюється сигналом зміни SM1, SM2, …, SMn, виробленим кожним з керуючих модулів МСС1, МСС2, …, МССn. В прикладі, наведеному на фіг. 4, сигнал SM1 виробляється керуючим модулем МСС2, сигнал SM2 - модулем МСС3 (не показаний). Сигнал SMn для керуючого модуля МССn додано заради одноманітності, але у дійсності він не існує, оскільки не існує модуля МССn + 1. Кожен з означених додаткових пристроїв у керуючих модулях МСС1, МСС2, …, МССn нарешті змінює положення імпульсу у часі у функції сигналів СС1, СС2, ..., ССn, надісланих згаданою вище схемою DC керування робочою скважністю, яка у свою чергу одержує команди, що задають скважність. Цю обставину буде обговорено наприкінці опису. Результуючі сигнали СТ1, СТ2, …, СТ3 керують станами вимикачів у відповідних перемикаючих чарунках CL1, CL2, …, CLn. Більш точно, різністний сигнал подовжує (або скорочує) тривалість стану "1" відповідного вимикача Т1, Т2, ..., Τη (фіг. 1) відносно номінального положення, визначеного за допомогою сигналів запуску sd1, sd2, ..., sdn. Ще точніше, у першому втіленні винаходу, такий часовий зсув операцій ступенів перетворювача відбувається без зміни порядку послідовності, у якій ступені перетворювача успішно працюють. Така зміна положення імпульсу керування перемикачем у часі від відхилення заряду, що має бути кориговане, а також від струму І через ДС, виміряного звичайним вимірювачем, ввімкнутим послідовно з ДС, і від ємності конденсатора, яка є константою, внесеною схемно у додатковий керуючий модуль. Вона також залежить від положення у часі, визначеного для суміжного керуючого імпульсу, як це було пояснено вище, а саме, з огляду на те, що конденсатор С1 одержує додатковий позитивний заряд від того самого струму, що забезпечує додатковий негативний заряд у конденсаторі С2. Таким чином, наприклад, прискорення появи керуючого імпульсу СТ2, який встановлює вимикач Т2 у стан проводимості і заряджає конденсатор С1 позитивно, а конденсатор С2 негативно, додає бажаний негативний заряд конденсатору С2 і небажаний позитивний заряд конденсатору С1. Отже, для керуючого модуля МСС1 це прискорення визначається сигналом SM1, який використовується для коригування положення керуючого сигналу СТ1 у часі у напрямку, що забезпечує коригування згаданого вище небажаного додаткового позитивного заряду (до того, як він виникне). Природно, що напрямок такого крок-за-кроком коригування буде зворотним, якщо вплив відхилення заряду на одному конденсаторі на другий буде мати інший напрямок. Фіг. 5 ілюструє описане вище. Як і у прикладі фіг. 1, показано напругу VS, прикладену до ДС від перетворювача, і періоди перетворювача рс1, рс2, ..., рс3, що циклічно повторюються, кожен з яких містить три імпульси iс1, іс2, іс3 від відповідних ступенів трьохступеньчастого перетворювача, які відділені відповідним керуючим імпульсом. Струм, що тече через ДС, і, отже, через ступені перетворювача, позначено СС. У цьому прикладі розглядається ДС з індуктивністю, струм через який, зумовлений прикладеною до ДС напругою, змінюється повільно. Для кращої ілюстративності на фіг. 5 ці зміни зображені збільшеними. У лівій частині цієї фіг., яка містить робочий період рс1 перетворювача, імпульси iс1, іс2, іс3 розташовані, відповідно, на самому початку періоду, у першій і другій третинах періоду згідно з їх номінальними положеннями. У прикладі, що розглядається, імпульси короткі і не перекриваються, а амплітуда кожного з імпульсів на виводах ДС, тобто на виході перетворювача, дорівнює VE/3. Подана середня напруга, показана штриховою лінією, таким чином, дорівнює vm. Струм сі через ДС зростає протягом імпульсів вихідної напруги і знижується у інтервалах між ними, причому його середнє значення cms, представлене штриховою лінією, залишається постійним. У правій частині фіг. 5, яка містить робочий період перетворювача рс2, перший iс1 і третій іс3 імпульси зберігають їх номінальні положення, але імпульс іс2 з'явився раніше свого номінального положення. Це призводить то появи тимчасового зростання асm середнього значення вихідної напруги. Подібним чином має місце тимчасове зростання асm струму сі. Протягом часу, коли вимикач Т2 проводить (див фіг. 1), це тимчасове зростання струму збільшує заряд конденсатора С1 відносно того, що був би породжений струмом сі з його середнім значенням cms. Це робить можливим зменшити надлишковий (як вважається) заряд конденсатора С2. За робочих умов, що розглядаються у цьому прикладі, ці процеси спричиняються ненульовим різністним сигналом VEC2. Керуючий модуль МСС2 відповідним чином зсуває керуючий імпульс СТ2, що викликає зсув імпульсу іс2 у періоді рс2, як це показано на фіг. Цей зсув має такі напрямок і амплітуду, що забезпечують суттєвезменшення або навіть повне усунення відхилення заряду, що спричинило його. Цей процес призводить також до відповідного зростання заряду конденсатора С1. Це потребує корекції на цьому конденсаторі шляхом зсуву керуючого імпульсу вимикача Т1. Така корекція може бути здійснена у подальших робочих періодах перетворювача. У бажаному втіленні це відбувається протягом того ж самого робочого періоду перетворювача тому, що кожний керуючий модуль приймає від суміжного модуля сигнал корекції SM1, SM2, ..., SMn, що визначає корекцію, виконану означеним суміжним модулем, і робить можливим для передуючого модуля забезпечити виконання протилежної нейтралізуючої корекції. Зрозуміло, що все сказане про приклад, ілюстрований фіг. 5, де керуючі імпульси або імпульси напруги від перетворювача порівняно короткі і відділені один від одного, у повній мірі відноситься до випадку довгих імпульсів, наприклад таких, які показані у правій частині фіг. 3. Крім того, у іншому варіанті згадані відхилення заряду конденсаторів можуть коригуватися у схемі централізованого керування, що виконує функції всіх керуючих модулів МСС1, МСС2, ..., МССn. Таку схему МСС зображено на фіг. 9, яка у решті ідентична фіг. 4. У ще одному варіанті передбачено схему, що містить всі керуючі модулі МСС1, МСС2, ..., МССn разом з взаємозв'язками і засобами координації дій модулів і, таким чином, здатна обчислювати початкові корекції для одного або більше ступенів перетворювача, а також усі подальші корекції. У простому втіленні така схема визначає положення керуючого імпульсу у часі для першого ступеня вимикачів, наприклад, вона коригує будь-яке виявлену різницю, змінюючи положення керуючого імпульсу у часі для інших ступенів, як це описано виїде. Таким же чином можна підтримувати номінальне положення керуючого імпульсу для останнього ступеня. За цих обставин фахівцю зрозуміло, що, виконуючи загальну корекцію, що діє на кожен ступінь за винятком одного, за допомогою дій, описаних вище, можливо змінити останню команду так, що вся сукупність корекцій не матиме впливу на ДС, причому напруга, прикладена до ДС залишиться незмінною, а зміниться лише енергія, що відбирається від джерела напруги і розподіляється між різними ступенями за допомогою процедури корекції, описаної вище. Описана вище схема дозволяє, таким чином, модулювати положення керуючих імпульсів вимикачів Tk у часі так, що середня напруга на конденсаторі Ck завжди максимально наближена до номінального значення. Як це вже відзначено, номінальна напруга на конденсаторі відповідає частці напруги VE джерела напруги (фіг. 1), що залежить від порядкового номера k ступеня. Отже, середня напруга на конденсаторі оцінюється згідно з способом вимірювання, що здійснюється схемами VMO1, VMO2, ..., VMOn (загальне позначення - VMOk). Як це можна бачити з опису, звертаючись до фіг. 6, схема нагляду у одному з втілень містить послідовно з'єднані резистори ptkl, ptk2, паралельно під'єднані до конденсатора Ck, що передають заздалегідь визначену частку напруги до АЦП, який з кожним імпульсом fk передає цифрове значення напруги до усереднюючої схеми SCk, звідки результат зчитується один раз у циклі перетворювання вентильною схемою PVk, що ініціюється сигналом gk. Сигнали fk та gk звичайно виробляються схемою ВТ формування тактів (фіг. 4) і їх положення всередині робочого періоду перетворювача визначені таким чином, що після m вимірювань напруги протягом робочого періоду і обчислення середнього значення їх результатів, середнє значення виміряних напруг може бути знято з виходів VOk схеми SCk один раз у циклі перетворювача у той момент, коли у керуючі модулі ММС1, ММС2, ..., ММСn мають визначити зміну положення належного стану проводимості у часі відповідної чарунки (проводимості вимикача Тk), як це описано для на фіг. 4. Зрозуміло, що середнє значення виміряних зарядів можна одержати іншими засобами. У першому варіанті (фіг. 7) замість вимірювання напруги на конденсаторі Сk вимірюється напруга VE джерела напруги, а також напруги на вимикачах кожної чарунки, щоб визначити шляхом віднімання крок за кроком середню напругу на кожному з конденсаторів БП. На фіг. 7 показаний один з вимикачів Tk з фіг. 1, до якого під'єднано схему Vlk вимірювання напруги. Можна використати схему вимірювання напруги, показану на фіг. 6, відповідні зміни у яку можуть бути зроблені фахівцем у даної області; вона генерує сигнал Vk, що представляє напругу на вимикачі, до схеми СС обчислення у той момент, коли ця схема одержує сигнал VCk, керуючий вимикачем Tk, a це дозволяє схемі обчислення враховувати тільки значення, що поступають від схеми Vlk вимірювання протягом часу, коли вимикач не проводить. Схема обчислення одержує напругу VE безпосередньо, проте це напруга може бути одержано за допомогою схеми, подібної зображеній на фіг. 6, з необхідними спрощеннями; вона виконує віднімання, що дає у результаті сигнали V01, V02, …, VOn (фіг. 4). В іншому варіанті, який легко побудувати на основі фіг. 3, виміряна амплітуда імпульсів І, що поступають до ДС, представляє напругу на конденсаторі, що створює їх. Одна схема, подібна зображеної на фіг 6, приєднана до виводів С ДС, і, вимірюючи напругу у різних точках кривої VI (фіг. 3) протягом кожного періоду, такого, як р1, слідкує за вихідними рівнями vi1, vi2, vi3 кожного з конденсаторів. Для фахівця зрозуміло, як можна сформувати сигнали VO1, VO2, ..., VOn, що показані на фіг. 3 і представляють середні значення зарядів конденсаторів БП. Залишається повернутися до опису фіг. 4, зокрема до схеми DC керування робочою скважністю, яка у відповідь на команду СС, що задає скважність, надсилає сигнали СС1, СС2, .... ССn керування робочою скважністю, які змінюють положення керуючих імпульсів СТ1, СТ2, ..., СТn у часі у відповідних керуючих модулях МСС1, МСС2, ..., МССn. Як вже пояснювалося вище з посиланням до фіг. 3, перетворювач згідно з винаходом у відповідь на хвилю модуляції Μ може надсилати до ДС синусоїдальну вихідну напругу. Зрозуміло, що перетворювач може виробляти вихідну напругу різних форм (у певних межах). Як пояснювалося при розгляді фіг. 3, за номінальних робочих умов впродовж кожного з робочих періодів перетворювач для кожного з ступенів виробляє імпульс, причому ці імпульси еквідистантні і мають однакову тривалість. З опису до фіг. 5 можна бачити, що регулювання заряду конденсаторів здійснюється впливом на положення імпульсів у часі. Нехтуючи цим впливом, який в загальному випадку буде помірний, тому що відхилення заряду конденсаторів відбувається повільно, а реакція на це швидко, можна бачити, що виконання перетворювачем команди на зміну робочої скважності відбудеться пізно, якщо взяти до уваги нове значення модулюючої хвилі Μ на початку наступного робочого періоду перетворювача. Це явище бажане, тому що зміна робочої скважності, тобто суттєве подовження імпульсу vi2 (фіг. 3) протягом періоду негайно розбалансує заряди конденсаторів, що шкідливо для вимикачів. Винахід, таким чином, робить можливим виконання команди на зміну робочої скважності, не чекаючи початку наступного робочого періоду перетворювача, тобто швидше, ніж за описаних вище умов, як це пояснюється далі з посиланням на фіг. 8. На фіг. 8 показано робочий період перетворювача рс3, повністю ідентичний періоду рс1 на фіг. 5, після якого слідує період рс4 (фіг. 5) перетворювача, який, як і робочий період рс2, починається з імпульсу ic1 у його номінальному положенні, причому сигнал СС1 від схеми DC керування робочою скважністю відсутній. Проте, реагуючи на команду на раптову зміну робочої скважності, схема керування цією скважністю не тільки змінить модулюючу хвилю М, але й надійшле сигнали СС2, ..., ССn (див. фіг. 8). У прикладі, ілюстрованому цією фіг., сигнали СС2, та СС3 і дія керуючих модулів ММС1 - ММСn прискорюють появу імпульсів іс2 та іс3, що надсилаються до навантаження з тією ж тривалістю. У цьому випадку керуючі модулі не беруть до уваги коригуючі сигнали SM1, SM2, ..., SMn. Це ілюстровано на фіг. 8. Середня напруга на виході перетворювача тимчасово підвищується (vrnc), що зумовлено зближенням імпульсів ic1 та іс2, а потім тимчасово знижується наприкінці періоду, якраз перед тим, як зміна значення модулюючої хвилі призведе до довгочасного підвищення означеної середньої напруги. Середній струм також підвищиться (acs) до того, як встановиться його підвищене значення. Взагалі напруга і струм у навантаженні збільшаться у періоді рс4, тобто не чекаючи наступного робочого періоду перетворювача. Цим досягається бажане скорочення часу реакції на команду зміни робочої скважності. Зрозуміло, що наведений приклад може відноситися до багатьох варіантів. Керуюча схема DC може мати програми різних рівнів складності для відповіді на команди зміни робочої скважності. Наприклад, кожна форма хвилі команди на зміну робочої скважності може відповідати належному зсуву керуючого імпульсу, що залишився у робочому періоді. Коли перетворювач живить пересуваючий привід, для якого важливі як напруга, так і струм від перетворювача, виконання схемою DC керування команд на зміну робочої скважності має здійснюватися з увагою на характеристики привода, щоб команди зміни скважності електричної енергії живлення могли задовільно виконуватися. Фіг. 10 - 13 ілюструють друге втілення винаходу. Як це вже детально пояснювалося, способи зміни положення у часі першого стану проводимості однієї або більше чарунок не вичерпується прискоренням або затримкою цього стану без зміни порядку роботи чарунок. Порядок роботи чарунок перетворювача змінюють, щоб уможливити спонтанне розбалансування напруг на конденсаторах. Слід відзначити, що цей засіб може як заміняти, так і доповнювати зміну положення у часі дій ступенів перетворювача без зміни порядку. З значним перебільшенням розбіжностей для полегшення сприйняття на фіг. 10 зображені імпульси ІС1 - ІС7, що надходять від послідовних ступенів 7-ступінчастого перетворювача, коли вони виробляються ступенями у порядку нумерації, як у описаних вище прикладах, і в той же час модулюються різницями зарядів конденсаторів послідовних ступенів. Як уже пояснювалося, вихідна напруга Vs перетворювача є сумою імпульсів, однаково зсунутих у часі. Якщо вони однакові, вихідна напруга Vs постійна. Фіг. 10 ілюструє приклад, що відрізняється тим, що протягом робочого періоду рсе здійснюється модуляція з частотою, вдвічі більшою за робочу частоту перетворювача (позначеною fc і зворотною до періоду рсе). Зрозуміло, що модуляція може мати багато інших форм і створювати гармоніки, кратні робочій частоті fc перетворювача. Аналіз Фур'є суми імпульсів напруги з різних ступенів показує наявність суми векторів з кутовими частотами, кратними кутовій частоті перетворювача, як це показано на фіг. 12 для першої гармоніки, тобто fc. Сума векторів Vs1 має порівняно малу амплітуду, що відповідає тому факту, що випадкові відхилення напруги частоти fc схильні до взаємної компенсації. На фіг. 10 показано напругу на нижніх вимикачах перетворювача, яка номінальне дорівнює Е/7, тобто одній сьомій напруги Е живлення перетворювача, а також напругу RE, яка є середньою напругою Vs для імпульсів означеної тривалості, якщо всі імпульси мають амплітуду Е/7. Паралельно цьому на фіг. 11 зображені імпульси з фіг 10, порядок яких змінено так, щоб згрупувати роботу ступенів з однаковим напрямком відхилень заряду. Це призводить до того, що, як показано на фіг. 11, вихідна напруга модулюється хвилею з робочою частотою fc перетворювача. Також паралельно з цим фіг. 13 містить вектори фіг. 12, порядок яких змінено таким чином, щоб згрупувати вектори, що відповідають суміжним модулям. На фіг. 13 можна бачити одержане зростання амплітуди Vs2 порівняно з попереднім випадком. Коливання вихідної напруги Vs, показане на фіг. 10 та 11, а також присутність вектора Vs1 або Vs2 на фіг. 12 та 13, говорить про наявність збурюючої напруги, породженої різницями зарядів конденсаторів. Перегрупування згідно з винаходом, ілюстроване фіг. 11 та 13, підвищує збурюючу напругу, особливо на робочій частоті fc перетворювача. Спричинений цією напругою струм впливає на конденсатори таким чином, що різниці що породили його спонтанно розсіюються. І оскільки перегрупування збільшує збурення вихідної напруги, це прискорює розсіювання і, отже, зменшення різниці зарядів. Описане перегрупування (фіг. 10, 13) легко здійснити за допомогою алгоритму, що порівнює і сортує різниці зарядів або напруг на конденсаторах і виконується схемою централізованого керування, подібної до зображеної на фіг. 9). Дія цих заходів може бути підсилена доданням настроєного CR навантаження до перетворювача фіг. 1, як це показано на фіг. 4, причому це навантаження може являти собою послідовно з'єднані індуктивність, резистор і конденсатор, що мають низький опір (майже 0) на робочій частоті 1с перетворювача. Слід підкреслити, що незалежно від навантаження С CR навантаження створює шлях з низьким опором для струму, породженого збурюючою напругою, на робочій частоті fc перетворювача і, таким чином, сприяє відновленню балансу напруг на конденсаторах. Зрозуміло, що подібні заходи можуть бути застосовані до складових збурюючої напруги з частотами, кратними робочій частоті fc. Ці складові можуть бути репрезентовані векторною діаграмою, подібною до діаграми фіг. 13, і, згідно з винаходом, на них можна вплинути за допомогою відповідних навантажень на додаток до CR навантаження, показаного на фіг. 14. Необхідно підкреслити, що наведені вище описи являють собою просто приклади, що не обмежують винахід, а числові значення, зокрема, можуть бути іншими для різних втілень.