Зарядово-чутливий попередній підсилювач з малою потужністю споживання

Реферат: Винахід стосується електроніки, зокрема ядерної електроніки, і може бути використаний при побудові економічних підсилювачів сигналів напівпровідникових детекторів ядерних частинок та іонізуючих випромінювань, в тому числі у портативних приладах дозиметричного контролю та спектрометрах ядерного випромінювання з автономним живленням. Зарядово-чутливий попередній підсилювач з малою потужністю споживання містить перше коло зворотного зв'язку по заряду та друге коло зворотного зв'язку по постійному струму. Перше коло зворотного зв'язку, підключене до затвора вхідного польового транзистора, визначає зарядову чутливість пристрою, а друге коло зворотного зв'язку, підключене до витоку цього транзистора, підтримує роботу елементів схеми в режимі мікрострумів без використання другого джерела напруги живлення. Побудова вхідного каскаду за каскадною схемою на польовому транзисторі з керуючим рn-переходом забезпечує мінімальний рівень шуму пристрою. Підсилення сигналу у вигляді струму та використання резисторів навантаження з достатньо великим значенням опору забезпечує ефективну компенсацію зменшення крутизни польового транзистора в режимі мікрострумів для отримання високого значення коефіцієнту передачі та забезпечення високої точності перетворення заряду у амплітуду напруги. Одночасно з першим вихідним колом сигнал передається у друге вихідне коло, зарядова чутливість якого є рівною за абсолютною величиною та протилежною за знаком до зарядової чутливості першого вихідного кола. Наявність другого вихідного кола забезпечує формування диференційних вихідних сигналів безпосередньо у схемі пристрою без збільшення потужності, що споживається. При реалізації пристрою струм споживання становить не більше 11 мкА при напрузі живлення 5,0 В, потужність споживання не перевищує 55 мкВт при коефіцієнті передачі схеми ~1250. UA 100446 C2 (12) UA 100446 C2 UA 100446 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Винахід стосується галузі електроніки, зокрема ядерної електроніки, і може бути використаний при побудові підсилювачів сигналів напівпровідникових детекторів ядерних частинок та іонізуючих випромінювань, в тому числі для портативних приладів дозиметричного контролю та спектрометрів ядерного випромінювання з автономним живленням. Напівпровідникові детектори (НПД) використовуються для реєстрації енергії ядерних частинок або квантів іонізуючого випромінювання. НПД характеризуються тим, в них утворюється заряд, пропорційний до енергії, яку ядерна частинка або квант іонізуючого випромінювання втратили при взаємодії з матеріалом, що утворює об'єм детектора. Цей заряд є дуже малим. Наприклад, при реєстрації германієвим детектором частинки з енергією 1 МеВ 14 він складає 5,4*10- Кл (CANBERRA INDUSTRIES, Inc., Product Catalog, Edition Ten, с. 99), a при 14 реєстрації кремнієвим детектором - 4,57*10- Кл [Шмидт X. Измерительная электроника в ядерной физике. - М.: Мир, 1989, с. 24]. Для виведення цього заряду у зовнішні вимірювальні кола на НПД подається напруга зміщення. При цьому заряд фіксується на електродах детектора, як на обкладинках конденсатора, і на ньому утворюється напруга, величина якої пропорційна до заряду і зворотно пропорційна до електричної ємності детектора. Особливістю НПД є те, що їх електрична ємність сильно залежить від напруги зміщення. Зміна напруги зміщення призводить до зміни ємності детектора, та, внаслідок цього, до нестабільності сигналу детектора. Така нестабільність сигналу є неприпустимою, тому що погіршує роздільну здатність НПД. Для реалізації високої роздільної здатності НПД необхідно, щоб вихідний сигнал не залежав від ємності детектора. Тому звичайні підсилювачі напруги для підсилення сигналів НПД не використовуються. Для цього використовуються зарядово-чутливі попередні підсилювачі (ЗЧПП). Задачею ЗЧПП є збирання заряду, що утворився у НПД при реєстрації ядерної частинки або кванта іонізуючого випромінювання, та лінійного перетворення його у амплітуду електричного сигналу, що виключає залежність амплітуди вихідного сигналу від ємності детектора [Цитович А. П. Ядерная электроника. - М.: Энергоатомиздат, 1984, с. 70]. Схема ЗЧПП являє собою інтегратор заряду, що складається з інвертуючого підсилювача, охопленого колом зворотного зв'язку, до складу якого входить конденсатор, одним виводом підключений до вхідного, а другим - до вихідного кола інвертуючого підсилювача [Цитович А. П. Ядерная электроника. - М.: Энергоатомиздат, 1984, с. 71]. За умови достатньо високого коефіцієнта передачі інвертуючого підсилювача весь заряд з вхідного кола ЗЧПП, до якого підключений НПД, інтегрується на конденсаторі кола зворотного зв'язку. При цьому вихідний сигнал ЗЧПП не залежить від ємності НПД, а також не відбувається зміни напруги на НПД, завдяки чому стабілізується режим його роботи. Стабільність коефіцієнта перетворення заряду у напругу визначається стабільністю ємності конденсатора у колі зворотного зв'язку, яка може бути зроблена достатньо високою. Таким чином використання ЗЧПП з високим коефіцієнтом передачі забезпечує високу точність перетворення заряду у амплітуду електричного сигналу, необхідну для реалізації високої роздільної здатності НПД. При використанні НПД у портативних приладах дозиметричного контролю та портативних спектрометрах ядерного випромінювання з автономним живленням вимагається зменшення потужності, що споживається електронними схемами обробки сигналу для подовження строку автономної роботи приладів, а також для спрощення конструкції та зменшення їх габаритів при збереженні можливості реалізації високої роздільної здатності НПД. Електронні схеми обробки сигналу в таких приладах, як, наприклад, у портативному цифровому дозиметрі, що описаний у патенті US 7.009.182, Kannan, et al., "Low cost digital pocket dosemeter", складаються з ЗЧПП, що, як вказано вище, перетворює сигнал НПД у амплітуду електричного сигналу, та мікроконтролера, що виконує функції вимірювання, реєстрації та індикації. Існують типи мікроконтролерів з малими потужностями споживання, які для додаткового підвищення економічності при реєстрації сигналів з низьким темпом надходження, як, наприклад, при вимірюванні радіаційного фону, можуть тимчасово переводитися у "сплячий" режим з мікрострумом споживання, наприклад, мікроконтролери сімейства PIC18F1220/2220 фірми Microchip з струмом споживання ~60 мкА в активному режимі та ~0,1 мкА у "сплячому" режимі при напрузі живлення +5В [ELFA AB, Product Catalogue 55, 2007, с. 1024]. На відміну від мікроконтролера, ЗЧПП в таких приладах працює постійно, і його потужність споживання визначає економічність всього приладу. Тому для подовження строку автономної роботи приладу важливим є зменшення потужності споживання ЗЧПП. Живлення електронних схем обробки сигналу у портативних приладах здійснюється від батарей або акумуляторів. Якщо для мікроконтролера звичайно потрібне одне джерело живлення, то для ЗЧПП звичайно використовуються два джерела живлення, що забезпечують 1 UA 100446 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 дві різнополярні напруги живлення, що може збільшувати габарити приладу. Тому для спрощення конструкції приладів та зменшення їх габаритів важливим є зменшення кількості окремих джерел напруги живлення шляхом створення можливості живлення ЗЧПП від одного джерела напруги, яке може бути спільним з джерелом живлення мікроконтролера. Передача вихідного сигналу ЗЧПП до наступних ланок обробки сигналу для зменшення впливу зовнішніх завад найчастіше виконується за допомогою диференційних сигналів з використанням лінії зв'язку з двох провідників. Формування диференційних сигналів з вихідного сигналу ЗЧПП потребує додаткового каскаду з протифазними виходами [Е. April et al., "The electronics read out and data acquisition system for a liquid xenon time projection chamber as a balloon-born Compton telescope", Nucl. Instr. and Meth. in Phys. Res., Vol. A412 (1998), стор.429, Fig.3; Акимов Ю.К. и др., Полупроводниковые детекторы в экспериментальной физике. - М.: Энергоатомиздат, 1989, с. 252, рис. 8.17], що збільшує потужність, що споживається електронними схемами обробки сигналу. Тому важливим є формування диференційних сигналів безпосередньо у схемі ЗЧПП без збільшення потужності що споживається. Таким чином головними напрямками вдосконалення ЗЧПП з малою потужністю споживання для використання у портативних приладах дозиметричного контролю та портативних спектрометрах ядерного випромінювання з автономним живленням є: - зниження потужності, що споживається; - зменшення кількості окремих джерел напруги живлення; - створення можливості формування диференційних вихідних сигналів безпосередньо у схемі ЗЧПП, при збереженні низького рівня шуму та високої точності перетворення заряду у амплітуду електричного сигналу. Відомі технічні рішення схем ЗЧПП з малими потужностями споживання, виконані на основі КМОН структур [P. O'Connor, G. De Geronimo "Prospects for charge sensitive amplifiers in scaled CMOS", Nucl. Instr. and Meth. in Phys. Res., Vol. A480, no. 2 (2002), p.713-726]. Завдяки використанню КМОН структур забезпечується мала потужність споживання таких ЗЧПП. Однак в літературі [Акимов Ю.К. и др. Полупроводниковые детекторы в экспериментальной физике. - М.: Энергоатомиздат, 1989, с. 249-251] вказується, що мінімальний рівень шуму забезпечується при виконанні ЗЧПП на основі польового транзистора з керуючим pn-переходом (ПТ). Особливістю таких транзисторів є значний початковий струм стоку І 0 = (150) мА [Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справочное руководство. - М.: Мир, 1982, с. 58], і для забезпечення малої потужності споживання ЗЧПП з низьким рівнем шуму на основі ПТ потрібне запирання ПТ і використання його в режимі збіднення. Наприклад, відоме технічне рішення ЗЧПП на основі ПТ з низьким рівнем шуму, що описане в патенті US 5,347,231 (Bertuccio et al., "Low noise charge sensitive preamplifier DC stabilized without a physical resistor"), не може бути використано для побудови ЗЧПП з малою потужністю споживання тому, що ПТ в цьому ЗЧПП працює при відкриваючій напрузі зміщення на затворі в режимі збагачення з великим струмом стоку Id > І0. Відоме технічне рішення ЗЧПП на основі ПТ з малою потужністю споживання, описане в літературі [Акимов Ю.К. и др., Полупроводниковые детекторы в экспериментальной физике. М.: Энергоатомиздат, 1989, с. 248, рис. 8.14], в якому запирання ПТ забезпечується шляхом подачі на його затвор напруги запирання через резистор у колі зворотного зв'язку. Перевагою цього рішення є можливість зниження потужності що споживається за рахунок роботи ПТ в режимі мікрострумів при Id > 1, та St • R4 • (  2 + 1) > 1, отримуємо: Id  I1+Ut/  2 •R4. (25) Таким чином струм Id польового транзистора 9 та послідовно включеного з ним першого біполярного транзистора 10 визначається в основному струмом I1 джерела струму 8, слабо залежить від напруги відсікання Ut і не залежить від крутизни St польового транзистора 9. Постійна часу  2 другого кола зворотного зв'язку 19 визначається ємністю С2 другого конденсатора 20 та опором R4 четвертого резистора 21 з паралельно включеним до нього вхідним опором Rs=1/St кола витоку польового транзистора 9 та дорівнює:  2=R4 • C2/(l+R4 • St). (26) Послідовно включені за постійним струмом третій 12, другий 11 та четвертий 13 біполярні транзистори мають майже однакові струми колекторів Іс3  ІС2  Іс4. Для їх визначення підставимо значення Us з (21) до (22): ІС4=Ut/R4-Id• (1+St • R4) /(St • R4)  Ut/R4-I1. (27) Таким чином, задаючи відповідний струм її джерела струму 8, можна підтримувати роботу каскадної схеми вхідного каскаду з польовим транзистором 9 в режимі стабільного мікроструму споживання Id без використання другого джерела напруги живлення. Наразі вибором належного значення опору R4 четвертого резистора 21 другого кола зворотного зв'язку 19 можна також підтримувати послідовно включені третій 12, другий 11 та четвертий 13 біполярні транзистори в режимі стабільного мікроструму споживання Іс4. Для встановлення близьких режимів роботи транзисторів у пристрої, що заявляється, покладемо Іс4=Id. Тоді з (27) отримуємо умову вибору опору R4 четвертого резистора 21 при заданому струмі її джерела струму 8 для забезпечення близьких значень струмів споживання каскадної схеми вхідного каскаду та послідовно включених біполярних транзисторів 12, 11 та 13: R4 • Ut/2 • I1. (28) Струм споживання Ісс пристрою, що заявляється, складається з струму Id польового транзистора та струму Іс4 послідовно включених третього 12, другого 11 та четвертого 13 біполярних транзисторів. При встановленні, як вказано вище, Іс4=Id струм Ісс споживання пристрою, що заявляється, з достатньою для оцінки потужності, що споживається, точністю дорівнює: Ісс = Id+Ic4  2 • І1. (29) При цьому струм Ісс не залежить від напруги Vcc джерела живлення 5 та напруги Vb1 першого 6 та Vb2 другого 7 джерел напруги зміщення. Враховуючи, що до складу пристрою, що заявляється, входять перше та друге кола зворотного зв'язку, для забезпечення стабільності схеми з двома колами зворотного зв'язку потрібно, щоб їх постійні часу  1 та  2 сильно відрізнялися. При цьому постійна часу  1 другого кола зворотного зв'язку 19 повинна бути значно більшою за неї для того, щоб не впливати на характер перехідного процесу в першому колі зворотного зв'язку 15 та форму вихідного імпульсу:  2 >>  1. (30) 8 UA 100446 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Порівнюючи (10) та (26), отримуємо з (30) критерій вибору ємності С2 другого конденсатора 20 другого кола зворотного зв'язку 19: С2 >> R1 • C1 • (1+R4 • St)/R4. (31) Таким чином введення другого кола зворотного зв'язку 19 забезпечує підтримку стабільного режиму роботи пристрою, що заявляється в режимі з мікрострумом споживання від одного джерела напруги живлення 5, що вирішує завдання виключення необхідності використання другого джерела напруги живлення при збереженні малої потужності споживання пристрою, що заявляється. При реалізації пристрою, що заявляється для забезпечення малої потужності споживання задається відповідний струм її джерела струму 8, наприклад, I1=5 мкА, що визначає струм споживання 2•I1=10 мкА від шини напруги живлення. При використанні ПТ, що, наприклад, при початковому струмі стоку І о = 10 мА та початковій крутизні So=20 мСим, в режимі мікроструму при Id = І1~5 мкА згідно з (1) має крутизну St  0,5 мСим, біполярних транзисторів, що при струмі колектора Іс = І1~5 мкА мають коефіцієнт передачі струму бази   50, та першого резистора 14 з значенням опору R1=50 кОм, величина коефіцієнта підсилення |K1| =  2 • St • R1  1250. В такому разі при ємності конденсатора 16 першого кола зворотного зв'язку 15 С1=1пФ та сумарній ємності вхідного кола Сіn=20 пФ фактор зворотного зв'язку F1 дорівнює: F1=1+|К1| •С1/Cin=1 + 1250•1/20=63.5, що відповідає критерію F1  50 для забезпечення високої точності зарядової чутливості ЗЧПП, а саме не гірше 0.1 % при нестабільності напруги зміщення ППД 1 %. Зарядові чутливості L1 першого та L2 другого вихідних кіл при цьому дорівнюють: L2 = -L1=1 мВ/фКл. Постійна часу першого кола зворотного зв'язку  1 при ємності С1=1пФ першого конденсатора 16 першого кола зворотного зв'язку 15 та при опорі R1=100 МОм першого 4 резистора 17, згідно (10) дорівнює:  1=10- с. Таким чином вказаний опір першого резистора є достатньо великим, і він не впливає на швидкі процеси збирання заряду на вхідному колі 2, що для НПД відбуваються за час в межах (1100) нc. При цьому для забезпечення стабільності схеми з двома колами зворотного зв'язку має виконуватись умова (30). Для оцінки  2 визначимо з (27) опір R4 четвертого резистора 21 другого кола зворотного зв'язку 19: 4 R4  Ut/2•I1=0.5/2•5•10 = 5•10 (Ом) = 50 (кОм). Для ємності С2 другого конденсатора 20 згідно до (31) отримуємо: 8 12 4 3 4 8 С2 >> R1 • C1 • (1+R4 • St) /R4 == 10 • 10- • (1+5 • 10 • 0,5•10- )/5 • 10 =5,2 • 10- (Ф) = 52 (нФ). 3 Таким чином значення ємності С2=1,0 мкФ, що визначає  2  50 • 10- с = 500 •  1, достатньо для забезпечення стабільності схеми згідно з (29). Мінімальна напруга Vccvin джерела живлення пристрою, що заявляється визначається необхідністю забезпечення активного режиму роботи трьох послідовно включених біполярних транзисторів 12, 11 та 13 з урахуванням напруги Us на другому колі зворотного зв'язку 20 та падіння напруги на другому 14 та третьому 18 резисторах. Для забезпечення активного режиму роботи кожного з біполярних транзисторів достатньо робочої напруги Uce  1,0 В. Для забезпечення роботи польового транзистора 9 в режимі мікроструму потрібна напруга Us  Ut  0,5 В. На кожному з резисторів 14 та 18 з значенням опору R2=R3=50 кОм при струмі колектора Іс ~ 5 мкА падіння напруги складає U2=U3=0,25 В. Тоді мінімальна напруга джерела живлення становить Vccmin=3 • Uce+Us+2 • U1=3 • 1,0+0,5+2 • 0,25=4,0 (В). Таким чином напруга живлення Vcc = +5,0 В повністю забезпечує роботу пристрою, що заявляється, і для нього може використовуватися одне спільне з мікроконтролером джерело живлення. Зробимо оцінку значення напруги Vb1 першого 6 та Vb2 другого 7 джерел напруги зміщення. Напруга Vb1 першого б джерела напруги зміщення вибирається згідно до необхідності забезпечення активного режиму роботи польового транзистора 9, виходячи з того, що на його витоку підтримується напруга Us  Ut, а для забезпечення активного режиму роботи польового транзистора 9 в режимі мікрострумів достатньо робочої напруги Vds  0,9 В. З врахуванням падіння напруги Vbe=0,6 В на переході база-емітер першого біполярного транзистора 10, для першого джерела б напруги зміщення отримуємо: Vb1=Vbe+Vds+Ut=0,6+0,9+0,5=2,0 (В). При цьому робоча напруга Vbc на переході база-колектор четвертого біполярного транзистора 13 з врахуванням падіння напруги U3 на третьому резисторі 18 та напруги Us на витоку польового транзистора 9 дорівнює Vbc4=Vb1 - (Ut+U3) = 2,0 - (0,50+0,25) = 1,25 (В), що відповідає його роботі 9 UA 100446 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 в активному режимі та забезпечує достатній динамічний діапазон вихідного сигналу на другому вихідному колі 4. Напруга Vb2 другого джерела напруги зміщення 7 вибирається відповідно до необхідності забезпечення активного режиму роботи другого 11 та третього 12 біполярних транзисторів. З врахуванням падіння напруги 2•Vbe на переходах база-емітер третього 12 та другого 11 біполярних транзисторів, напруга на базі другого біполярного транзистора 11 становить (Vb22•Vbe). Напруга на його колекторі з врахуванням падіння напруги на переході база-емітер четвертого біполярного транзистора 13 дорівнює (Vb1+Vbe). Якщо задатися робочою напругою Vbc на переході база-колектор другого біполярного транзистора 11, то для напруги Vb2 другого 7 джерела напруги зміщення отримуємо: Vb2=Vb1+3 • Vbe+Vbc. Виходячи з того, що для забезпечення активного режиму роботи другого біполярного транзистора 11 достатньо робочої напруги Vbc  0,2 В, то для напруги Vb2 другого 7 джерела напруги зміщення отримуємо Vb2=Vb1+3•Vbe+Vbc=2,0+3•0,6+0,2=4,0 (В). При цьому робоча напруга VbC3 на переході базаколектор третього біполярного транзистора 12 з врахуванням падіння напруги U2 на другому резисторі 14 дорівнює Vbc3=Vcc-Vb2-U2=5,0-4,0-0,25=0,75 (В), що відповідає його роботі в активному режимі та забезпечує достатній динамічний діапазон вихідного сигналу на першому вихідному колі 3. Таким чином для першого та другого джерел напруги зміщення та для напруги на колі живлення виконується умова Vb1 < Vb2 < Vcc, і при реалізації пристрою, що заявляється, перше 6 та друге 7 джерела напруги зміщення можуть бути виконані у вигляді дільника напруги живлення Vcc, який одночасно, для зменшення потужності що споживається, може постачати струм живлення джерела струму 8, що може бути виконано, наприклад, у вигляді дзеркала струму. Тому до струму споживання, що згідно з (28) дорівнює 2 • I1=10 мкА, додається лише досить малий струм дільника напруги, що при роботі схеми у режимі мікроструму може складати (0,10,2) •I1. Тоді загальний струм споживання пристрою, що заявляється, становить 10,511 мкА, а загальна потужність споживання не перевищує 55 мкВт при напрузі живлення 5,0 В. Пристрій, що заявляється, має наступні переваги: - робота елементів схеми в режимі мікрострумів підтримується з використанням лише одного джерела напруги живлення; - формування диференційних вихідних сигналів відбувається безпосередньо у схемі ЗЧПП без збільшення потужності, що споживається, при збереженні наступних переваг: - низький рівень шуму; - висока точність перетворення заряду НПД у амплітуду напруги; - мала потужність споживання. Таким чином забезпечується вирішення поставленої технічної задачі, а саме: - виключення необхідності використання другого джерела напруги живлення ЗЧПП; - забезпечення високої точності перетворення заряду у амплітуду напруги; - забезпечення формування диференційних вихідних сигналів безпосередньо у схемі ЗЧПП без збільшення потужності що споживається, при збереженні низького рівня шуму та малої потужності споживання. Це розширює можливості застосування зарядово-чутливого попереднього підсилювача з малою потужністю споживання, що заявляється, у портативних приладах дозиметричного контролю та спектрометрах ядерного випромінювання з автономним живленням, сприяє подовженню строку їх автономної роботи, спрощенню конструкції та зменшенню габаритів при збереженні високої роздільної здатності НПД. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 50 55 60 Зарядово-чутливий попередній підсилювач з малою потужністю споживання, що містить загальну шину (1), вхідне коло (2), перше вихідне коло (3), шину напруги живлення (5), перше коло зворотного зв'язку (15), що складене з першого конденсатора (16) та першого резистора (17), перше (6) та друге (7) джерела напруги зміщення, джерело струму (8), польовий транзистор (9), перший (10), другий (11) та третій (12) біполярні транзистори, другий (14) та третій (18) резистори, причому перший вивід першого джерела напруги зміщення (6) з'єднаний з загальною шиною (1), перший вивід другого джерела напруги зміщення (7) з'єднаний з загальною шиною (1), затвор польового транзистора (9) з'єднаний з вхідним колом (2), емітер першого біполярного транзистора (10) з'єднаний з стоком польового транзистора (9), а база - з другим виводом першого джерела напруги зміщення (6), база другого біполярного транзистора (11) з'єднана з колектором першого біполярного транзистора (10), емітер третього біполярного 10 UA 100446 C2 5 10 15 транзистора (12) з'єднаний з емітером другого біполярного транзистора (11), база - з другим виводом другого джерела напруги зміщення (7), а колектор - з першим вихідним колом (3), перший вивід першого конденсатора (16) з'єднаний з вхідним колом (2), а другий - з першим вихідним колом (3), перший вивід першого резистора (17) з'єднаний з першим виводом першого конденсатора (16), перший вивід другого резистора (14) з'єднаний з шиною напруги живлення (5), який відрізняється тим, що в нього введені друге вихідне коло (4), четвертий біполярний транзистор (13) та друге коло зворотного зв'язку (19), що складене з четвертого резистора (21) та другого конденсатора (20), при цьому перший вивід джерела струму (8) з'єднаний з шиною напруги живлення (5), а другий вивід - з колектором першого біполярного транзистора (10), база четвертого біполярного транзистора (13) з'єднана з другим виводом першого джерела напруги зміщення (б), емітер - з колектором другого біполярного транзистора (11), а колектор - з другим вихідним колом (4), другий вивід першого резистора (17) з'єднаний з загальною шиною (1), другий вивід другого резистора (14) з'єднаний з колектором третього біполярного транзистора (12), перший вивід третього резистора (18) з'єднаний з колектором четвертого біполярного транзистора (13), а другий вивід - з витоком польового транзистора (9), перший вивід четвертого резистора (21) з'єднаний з витоком польового транзистора (9), а другий вивід - з загальною шиною (1), перший вивід другого конденсатора (20) з'єднаний з першим виводом четвертого резистора (21), а другий вивід - з загальною шиною. 11 UA 100446 C2 (1). Комп’ютерна верстка Г. Паяльніков Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 12