Фазована антенна решітка

Фазована антенна решітка, що містить М каналів прийому, кожний з яких включає з'єднані послідовно антенний елемент, приймальний підсилювач, фазову ланку, а також генератор опорних гармонічних сигналів, процесор променів, що містить М-канальних n-розрядних АЦП, об'єднаних в m груп по M в кожній, і пристрій цифрової обробки, яка відрізняється тим, що фазова ланка кожного каналу прийому виконана у вигляді фазорозщеплювача вихідних сигналів приймальних підсилювачів на синфазну і квадратурну складові, входи "Синфазний (СНФ)" фазорозщеплювачів М каналів прийому з'єднані між собою і підключені до виходу "cos" генератора опорних гармонічних сигналів, входи "Квадратурний (КВАДР)" фазорозщеплювачів з'єднані між собою і підключені до виходу "sin" генератора опорних гармонічних сигналів, вихід якого "Сигнал гетеродина (Сг. гтн.)" підключений до гетеродинних входів (Гтн. вх.) з'єднаних між собою приймальних підсилювачів, а пристрій цифрової обробки процесора променя виконаний у вигляді керуючого пристрою, що містить багатофазний генератор тактових імпульсів, причому лічильник по модулю J номера променя підключений входом до виходу Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів, вихід якого Ф4 підключений до синхровходів М-канальних АЦП, 2 (19) 1 3 93946 4 першого цифро-керованого атенюатора, старшими розрядами, що містять уявну частину комплексного коефіцієнта, з керуючим входом другого цифрокерованого атенюатора, який адресним входом з'єднаний з адресними входами постійних ЗП фазообертачів інших каналів прийому та підключений до виходу лічильника номера променя синхровходом "Зчитування", з'єднаним з синхровходами "Зчитування" постійних ЗП комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу фазообертачів інших каналів прийому і виходом Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів, а також містить суматор аналогових сигналів, входи якого з'єднані відповідно з виходами першого і другого цифрокерованих атенюаторів, а вихід підключений до входу відповідного канального АЦП. Винахід належить до галузі антенної техніки і призначений для підвищення швидкодії пристроїв цифрової обробки сигналів у фазованих антенних решітках (ФАР) різного призначення. Просторова вибірність в приймальних трактах ФАР забезпечується фазуванням канальних сигналів для заданого кута приходу і когерентним їх підсумовуванням. Антенні решітки з аналоговою обробкою виконують фазування канальних сигналів аналоговими фазообертачами, керованими напругою або кодом і складання фазованих сигналів аналоговими суматорами на несучій частоті. ФАР з аналоговою обробкою відповідно патенту RU № 2299502, МПК Н 01 Q 3/26, Н 01 Q 21/00 включає n антенних елементів, n приймально передавальних модулів (ППМ), розподільну систему, при цьому в кожний ППМ входить m активних пристроїв у складі підсилювача потужності каналу випромінювання, малошумлячих підсилювачів каналу приймання, фазообертачів, схеми керування, і n  m пасивних пристроїв у складі фазообертача і схеми керування. Вхід кожного з m активних пристроїв в режимі випромінювання (вихід в режимі прийому) підключений до відповідного виходу (входу) розподільчої системи СВЧ потужності, а вихід в режимі випромінювання (вхід в режимі прийому) з'єднаний із загальним каналом подільника потужності (суматора потужності в режимі прийому). До одного вихідного каналу подільника потужності в режимі випромінювання (вхідному каналу в режимі прийому) подільника потужності (суматора потужності) один антенний елемент підключений безпосередньо, а до решти каналів антенні елементи приєднані через пасивні пристрої, чим досягається зменшення габаритів, маси і енергоспоживання. До основних недоліків аналогових ФАР слід віднести: велике споживання, нестабільність параметрів феритових фазообертачів, керованих напругою, недостатнє число станів комутованих фазообертачів, а також труднощі мініатюризації. При цифровому променеутворенні фазування - когерентне підсумовування виконаються після аналого-цифрового перетворення канальних сигналів. Відомий пристрій цифрового променеутворення, в якому цифрові комплексні сигнали фазуються помножувачем комплексних відліків канальних сигналів на коефіцієнти фазування двох постійних ЗУ, що містить два матричні помножувачі дійсних чисел, два суматори. Накопичуючий суматор ком плексних фазованих відліків з виходу помножувача комплексних відліків одночасно формує два промені, симетричні щодо нормалі до лінійної бази. Для зменшення числа блоків множення введено блок затримки, підключений виходом до сигнального входу другого помножувача, а входом до сигнального входу першого помножувача і виходу АЦП (аналога - цифровий перетворювач), аналоговий вхід якого з'єднаний з виходом мультиплексора каналів. Дискретизація канальних, вузько смугових сигналів з центральною частотою fo виконується по верхній частоті спектру з формуванням сигнала квадратури вибором частоти дискретизації Fд з умови Fд  4  fo . Недоліком пристрою цифрового променеутворення прямим обчисленням згортки є велике число комплексних множень ~ М2 при формуванні J=М променів в М елементній решітці і висока надмірність потоку вхідних даних, обумовлена дискретизацією по верхній частоті і способом формування сигналу квадратури, що обмежує область використання такого типу пристроїв звуковим діапазоном частот f  1  30 кГц [патент SU № 1070494, МПК G 01 S 3/80]. Найближчим по конструкції і вирішуваним задачам є пристрій цифрової ФАР, який включає М каналів прийому (в прототипі приймальних елементів), кожний з яких включає антенний елемент, підсилювальний канал, фазову ланку (в прототипі синхронний фазовий детектор), з'єднані послідовно, генератор опорних сигналів (в прототипі генератор опорного сигналу з підключеним до його виходу фазообертачем опорного сигналу на  2 ), суматор з прямим і інверсним входами, прямий вхід якого з'єднано з виходом генератора опорного сигналу, інверсний вхід - з виходом фазообертача, а вихід підключений до об'єднаних між собою других входів фазових ланок М каналів прийому, процесор променів, що містить, М аналога - цифрових перетворювачів сигналів (в прототипі синхронних дискретизаторів сигналів), з'єднаних з виходами фазових ланок відповідних М каналів прийому, пристрій цифрової обробки (в прототипі М - канальний спектроаналізатор дискретного перетворення Хартлі), М входів якого є підключені до виходів відповідних М аналога - цифрових перетворювачів сигналів. Суматор вихідних сигналів генератора опорного сигналу і фазообертача формує на своєму ви 5 93946 ході безперервну, часову cas2    fo  t  o [1]. функцію Хартлі cas2    fo  t  o  cos2    fo  t  o  sin2    fo  t  o ; (1) cast   cost   sint  На виході синхронного фазового детектора в результаті перемножування вихідного сигналу підсилювача  -го каналу прийому ut  з неперервним опорним сигналом Хартлі і низькочастотної фільтрації утворюється низькочастотний відеосигнал u  , описуваний виразом u  cas  o; (2)   2   о    b  sin ;   1  М s  t   cos 2    fo  t    ; o  с / fo (3)   де: fo - несуча частота вузько смугового сигналу;  - кут приходу плоскої хвилі, відлічуваний від нормалі;  o - довжина хвилі на частоті несучої; b - відстань між антенними елементами; Uk   6 c - швидкість розповсюдження хвилі в середовищі. Одномоментна просторова вибірка канальних сигналів u t  є сукупністю відліків функції Хартлі і згідно опису патенту - прототипу, [патент UA № 24895, МПК Н 01 Q 3/26, H01 Q 21/00] може бути представлена у вигляді u  cas2   / M    f  o (4) де: f  M  b  sin  / o  sin  /  0,5  0,5  o / M  b - ширина діаграми спрямова ності на рівні половинної потужності. Спектроаналізатор обчислює коефіцієнти  k  дискретного U перетворення Хартлі впорядкованої послідовності просторових відліків u  . Модулі коефіцієнтів   Uk  несуть інформацію про кутовий розподіл енергії хвильового поля. M 1  u  cas2   / M    k ; k  0,, M  1;   0,, M  1  0 Область використання - лінійна решітка з реалізацією обчислення дискретного перетворення Хартлі (ДПХ) методом швидкого перетворення Хартлі (ШПХ), що скорочує кількість дійсних мно    жень у 4  M 2 / M   nM  3   4 раз і кількість дій    2         сних додавань у 2  M 2 / 1.5  M   nM  1  2 раз у      2    порівнянні з з прямим обчисленням згортки у лінійній решітці. Загальним недоліком пристроїв променеутворення на основі ШПХ, є: зменшення динамічного діапазону, пов'язане з відкиданням молодших роз рядів при багатократному виконанні операції множення вхідного відліку на коефіцієнти факторизованої матриці, надмірність обчислень при числі відліків не рівних цілому ступеню два через необхідність доповнення масиву вхідних відліків нулями, обмеженість застосування класом лінійних решіток. При довільній формі антенної решітки формування променя у вузько смугових системах включає наступні операції: - синхронну, часову дискретизацію М комплексних вихідних сигналів , , t  каналів прийому t  t    t; , , t   x, , t   i  y, , t   , , t  , , ; , ,   x, ,   i  y, ,  де -  - кут приходу плоскої хвилі; - множення відліків комплексних вихідних сигналів М каналах прийому , ,  у  - й момент (5) часу на комплексні коефіцієнти фазового розподілу hj,  ,,   zj, ,,   hj,  ,, ; j  0,J  1;  0,,М  1   0, ; | A  exp i      b  cos j / c  для лінійної решітки h j,  | | A  exp i      cos j  cos  / c  для кругової решітки (6) амплітудно (7) (8) zj, , ,   j, , ,   i  j, , , ; j, , ,   Rez j, , , ;  j, , ,   Im z j, , ,  ; де i   1 . A - коефіцієнт амплітудного розподілу;  - середня частота смугового сигналу на вході приймального підсилювача; b - відстань між антенними елементами у розкриті лінійної решітки;  - радіус кругової решітки; j    j / J - кут орієнтації променя, відлічуваний від позитивного напряму осі ОХ; 7 93946   2     / M - кутова координата антенного елемента на круговій базі, c - швидкість розповсюдження сигналу в середовищі - формування дійсних (уявних) відліків j-го променя Rj, ,  підсумовуванням дійсних  j, , ,  (уявних -  j, , ,  ), складових відліків комплексних вихідних сигналів антенної решітки, фазованих для кута орієнтації  j множенням на комплексні коефіцієнти амплітудно-фазового розподілу h j,  у  -му періоді дискретизації Rj, ,    Re  h j,    , ,    Reh j,    , ,      j, , , ; Rj, ,      j, ,       В основу винаходу поставлена задача удосконалення фазованої антенної решітки довільної форми, в якій за рахунок внесення деяких конструктивних змін (гібридної, конвеєрної обробки, табличної реалізації суматора) підвищується швидкодія пристрою променеутворення. Множення відліків комплексних вихідних сигналів антенної решітки  j, ,  на коефіцієнти амплітудно - фазового розподілу h j,  за формулою (7) з необхідною точністю і часом виконання може бути виконано цифро аналоговим пристроєм на базі цифрокерованих атенюаторів і аналогових суматорів. Аналого-цифрове перетворення виконується як і в прототипі над дійсними, але вже фазованими амплітудно-зваженими відліками  j, , ,  (уявними відліками  j, , ,  ).  j, , ,   # j, , ,  . (  j, , ,   # j, , ,  ). Квантування по рівню переводить безліч неперервних значень кожного відліку о  j, , ,  у кінцеву множину 2 n значень квантованого відліку # j, , ,  , де n число двійкових розрядів. М незалежних n двійково - розрядних відліків # j, , ,  , розставлених в порядку зростання номера каналу  , повністю визначають M  n розрядне слово, що приймає Qn, M значень M Qn, M   2n      Наприклад, для n  4; M  8 Qn, M  4.295  10 9 . (4 Гбіт ) (10) R# j, ,     # j, , ,  (11)  Кожній комбінації з Qn, M можливих значень М квантованих n розрядами відліків # j, ,  згідно (11) відповідає єдине квантоване значення відліку променя - R # j,  . Скінчена множина значень Qn, M , що задаються M  n розрядним словом вхідних даних, дозволяє реалізувати табличне, за один такт формування відліків променя - R# j, ,   зверненням до пам'яті, що зберігає значення заздалегідь обчислених сум за адресами - впорядкованими послідовностями відліків # j, , ,  . Технічною передумовою для табличної реалізації (11) є сучасна елементна база мікросхем пам'яті об'ємом десятки - сотні Гбіт, наприклад 320Gb HDD External TRANSCEND StoreJet 25,USB 2.0 (TS320GSJ25MR) на основі флеш - технології [2], а 8 (9) також перспективні пристрої цифрової електрооптичної, голографічної пам'яті [3]. Основні властивості сигналу містяться в його фазовій структурі - поводженні часової сигнальної функції поблизу нуля, а після квантування в динаміці молодших розрядів. При високому пріоритеті вимоги до швидкодії це дозволяє обмежитися 4-х 8-ми розрядним квантуванням фазованих, амплітудно-зважених відліків  j, , ,  (  j, , ,  ) без викривлення формуємої головної пелюстки діаграми спрямованості (ДС). Так, наприклад, один чип пам'яті Jet Flash V 60 об'ємом 32 Гбіт з організацією 32 р. адресу х 8 р. даних дозволяє виконувати табличне, за один такт зчитування, підсумовування восьми 4-х розрядних слів або чотири слова розрядністю 8. Поставлена задача вирішується тим, що у відомому пристрої ФАР, яка містить М каналів прийому, кожний з яких включає антенний елемент, приймальний підсилювач, фазову ланку, з'єднані послідовно, генератор опорних гармонічних сигналів, процесор променів, що містить М канальних n - розрядних АЦП об'єднаних в m груп по M в кожній, пристрій цифрової обробки, відповідно до винаходу, фазова ланка кожного каналу прийому виконана у вигляді фазорозщеплювача вихідних сигналів приймальних підсилювачів на синфазну і квадратурну складові, при цьому входи «Синфазний (СНФ) фазорозщеплювачів М каналів прийому з'єднані між собою, і підключені до виходу «cos» генератора опорних гармонійних сигналів, входи «Квадратурний (КВАДР)» фазорозщеплювачів з'єднані між собою і підключені до виходу «sin» генератора опорних гармонічних сигналів, вихід якого «Сигнал гетеродина (Сг. гтн.)» підключено до гетеродинних входів (Гтн. вх.) приймальних підсилювачів з'єднаних між собою, а пристрій цифрової обробки процесора променя виконаний у вигляді керуючого пристрою, що містить багатофазний генератор тактових імпульсів, лічильник по модулю J номера променя, підключений входом до виходу Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів, вихід якого Ф4 підключений до синхровходів М канальних АЦП, арифметичного пристрою, що містить m групових, табличних суматорів відліків M фазованих, n - розрядних канальних сигналів у вигляді m пристроїв постійної, M n розрядної адресної пам'яті значень часткових сум Rm , адресні входи m групових, табличних суматорів M  n розрядними шинами підключені до n виходів M канальних АЦП відповідних груп, крім того, синхровходи об'єднані і з'єднані з вихо 9 дом Ф5 багатофазного генератора тактових імпульсів, табличний суматор m відліків часткових сум Rm у вигляді пристрою постійної, m  (n  ln M) - адресної пам'яті підсумованих 2 відліків Rm , вхід якої m  (n  ln M) - розряд2 ною шиною з'єднано з (n  ln M) - розрядними 2 виходами m групових, табличних суматорів, синхровход з'єднано з виходом Ф6 багатофазного генератора тактових імпульсів, (n  ln M ln m) 2 2 розрядний вихід є виходом антенної решітки, а в процесор променів додатково введені М канальних цифро аналогових фазообертачів, кожний з яких містить часовий дискретизатор синфазного сигналу, часовий дискретизатор квадратурного сигналу, підключені своїми входами відповідно до синфазного та квадратурного виходів відповідного каналу прийому, синхровходи стробування дискретизаторів синфазного та квадратурного сигналів об'єднані між собою і синхровходами стробування дискретизаторів цифро аналогових фазообертачів інших каналів прийому і підключені до виходу Ф1 багатофазного генератора тактових імпульсів, перший і другий цифро керовані атенюатори, аналогові входи яких підключені відповідно до виходів часового дискретизатора синфазного сигналу і часового дискретизатора квадратурного сигналу, постійний запам'ятовуючий пристрій (ЗП) комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу відповідного каналу прийому, з'єднаного своїми вихідними молодшими розрядами, що містять дійсну частину комплексного коефіцієнта амплітудно-фазового розподілу, з керуючим входом першого цифро керованого атенюатора, старшими розрядами, що містять уявну частину комплексного коефіцієнта, з керуючим входом другого цифро керованого атенюатора, який адресним входом з'єднано з адресними входами постійних ЗП фазообертачів інших каналів прийому та підключеним до виходу лічильника номера променя, синхровходом «Зчитування», з'єднаним з синхровходами «Зчитування» постійних ЗП комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу фазообертачів інших каналів прийому і виходом Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів, суматор аналогових сигналів, входи якого з'єднані відповідно з виходами першого і другого цифро керованих атенюаторів, а вихід підключено до входу відповідного канального АЦП. Пристрій ФАР включає М каналів прийому 1, кожний з яких має антенний елемент 2, приймальний підсилювач 3, фазову ланку 4, що включені послідовно, генератор опорних сигналів 5, процесор променів 6, що містить М канальних, n - розрядних АЦП 7 об'єднаних в m груп по M в кожній, керуючий пристрій цифрової обробки 8. Фазова ланка 4 кожного каналу прийому 1 виконана у вигляді фазорозщеплювача вихідних сигналів приймальних підсилювачів 3 на синфазну і квадратурну складові, при цьому входи «Синфазний (СНФ)» фазорозщеплювачів прийому 1 з'єд 93946 10 нані між собою і підключені до виходу «cos» генератора опорних гармонійних сигналів 5, входи «Квадратурний (КВАДР» фазорозщеплювачів 4 з'єднані між собою і підключені до виходу «sin» генератора опорних гармонійних сигналів 5, вихід якого «Сигнал гетеродина (Сг. гтн.)» підключено до гетеродинних входів (Гтн. вх.) приймальних підсилювачів, що з'єднані між собою. Пристрій цифрової обробки 8 містить керуючий пристрій 9, який виконано у вигляді багатофазного генератора тактових імпульсів 10, лічильника 11 за модулем J номера променя, підключеного входом до виходу Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів 10, вихід якого Ф4 підключено до синхровходів М канальних АЦП 7. Арифметичний пристрій 12 містить m групових табличних суматорів 13 відліків M фазованих, n - розрядних канальних сигналів у вигляді m пристроїв постійної, M n розрядної адресної пам'яті значень часткових сум Rm , адресні входи m групових табличних суматорів 13 підключені M  n розрядними шинами до n виходів M канальних АЦП 7 відповідних груп, синхровходи об'єднані та з'єднані з виходом Ф5 багатофазного генератора тактових імпульсів 10, табличний суматор 14 m відліків часткових сум Rm у вигляді пристрою постійної, m  (n  ln M) - адресної пам'яті підсумованих 2 відліків Rm , вхід якої m  (n  ln M) - розряд2 ною шиною з'єднано з (n  ln M) - розрядними 2 виходами m групових табличних суматорів 13, синхровход з'єднано з виходом Ф6 багатофазного генератора тактових імпульсів 10, (n  ln M ln m) 2 2 - розрядний вихід є виходом антенної решітки, а у процесор променів 6 додатково введені М канальних цифро аналогових фазообертачів 15, кожний з яких містить часовий дискретизатор синфазного сигналу 16, часовий дискретизатор квадратурного сигналу 17, підключені своїми входами відповідно до синфазного і квадратурного виходів відповідного каналу прийому 1, синхровходи стробування дискретизаторов 16 і 17 синфазного і квадратурного сигналів об'єднані між собою та синхровходами стробування дискретизаторів інших цифроаналогових фазообертачів 15 і підключені до виходу Ф1 багатофазного генератора тактових імпульсів 10, перший 18 і другий 19 цифро-керовані атенюатори, аналогові входи яких підключені відповідно до виходів часового дискретизатора синфазного сигналу 16 і часового дискретизатора квадратурного сигналу 17 цифро-аналогового фазообертача 15, синхровходи з'єднані між собою, синхровходами цифро керованих атенюаторів інших цифро аналогових фазообертачів 15 і підключені до виходу Ф3 генератора тактових імпульсів 10, постійно запам'ятовуючий пристрій (ЗП) 20 коефіцієнтів комплексного амплітудно-фазового розподілу відповідного каналу прийому, з'єднаного своїми вихідними молодшими розрядами, що містять дійсну частину комплексного коефіцієнта амплітудно-фазового розподілу, з керуючим входом 11 93946 першого цифро-керованого атенюатора 18, старшими розрядами, що містять уявну частину комплексного коефіцієнта, з керуючим входом другого цифро-керованого атенюатора 19, адресним входом з'єднаним з адресними входами постійного ЗП 20 фазообертачів 15 інших каналів прийому 1 і підключеним до виходу лічильника номера променя 11, синхровходом «Зчитування», з'єднаним з синхровходами «Зчитування» постійного ЗП 20 комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу фазообертачів 15 інших каналів прийому і виходом Ф2 багатофазного генератора тактових імпульсів 10, суматор аналогових сигналів 21, входи якого з'єднані відповідно з виходами першого 18 і другого 19 цифро керованих атенюаторів, а вихід підключений до входу відповідного канального АЦП 7. Винахід ілюструється наступними графічними матеріалами: на Фіг. 1 представлена структура ФАР з гібридною обробкою сигналів; на Фіг. 2 представлена структура цифро керованого фазообертача - помножувача комплексних аналогових сигналів на комплексні цифрові множники амплітудно-фазового розподілу; на Фіг. 3 представлена Таблиця параметрів обробки (кількість множень - додавань) ФАР прототипу і пропонованого винаходу у лінійній решітці та прозорій круговій решітці із різною кількістю каналів; на Фіг. 4 представлена часова діаграма формування променів, де: Ф1 - синхроімпульс часової дискретизації канальних сигналів, Ф2 - синхроімпульс зміни номера променя - дозвіл читання коефіцієнтів комплексного амплітудно-фазового розподілення з канальних, постійних ЗП, Ф3 синхроімпульс аналого-цифрового перемножування комплексних відліків сигналу і комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу, Ф4 12 синхроімпульс аналого-цифрового перетворення фазованих відліків, Ф5 - синхроімпульс формування часткових сум фазованих відліків, Ф6 - синхроімпульс формування вихідного відліку променя; на Фіг. 5 представлені - переривчастою лінією R01j1   - точна ДН лінійної М=16-ти канальної , ФАР, неперервною лінією r1j1   - ДН лінійної , М=16-ти канальної ФАР з гібридною обробкою при n=4-х розрядному квантуванні (1 знаковий розряд + 3 розряди мантиса) фазованих сигналів, рівномірним, амплітудним ( A  1 ) розподілом, кутом орієнтації променя j1  90 , для кутів приходу сигналу      1 ; на Фіг. 6 представлені - переривчастою лінією R02j2,   - точна ДН лінійної М=16-ти канальної ФАР, неперервною лінією r 2j2,   - ДН лінійної М=16-ти канальної ФАР з гібридною обробкою при n=4-х розрядному квантуванні (1 знаковий розряд + 3 розряди мантиса) фазованих сигналів, рівномірним, амплітудним ( A  1 ) розподілом, кутом орієнтації j2  30 , для кутів приходу сигналу      1 . Роботу ФАР з гібридною обробкою розглянемо на прикладі М=16-ти елементної лінійної решітки, що формує променів при JM . n  4, M  8, m  2 1. За синхросигналами частоти Fд, з виходу Ф1 багатофазного генератора тактових імпульсів 10 дискретизатори синфазного 16 і квадратурного 17 сигналів фазообертачів 15 запам'ятовують в пристроях взяття і зберігання вибірки відлік комплексного вихідного сигналу  , ,  в  -му каналі на час періоду дискретизації Тд. t  t    Tд; х, , t   x , , ; y, , t   y, ,  ; , , t   x, , t   i  y, , t   , ,   x, ,   i  y, ,  . 2. Лічильник номера променя 11 за синхроімпульсами частотою Fт з виходу Ф2 багатофазного генератора тактової частоти 10 встановлює на входах постійних ЗП 20 комплексних коефіцієнтів амплітудно-фазового розподілу номер формованого променя j=0, за яким на керуючих входах першого 18 і другого 19 цифро-керованих атенюаторів встановлюються індивідуальні для кожного h# j,    -го каналу значення дійсної Reh# j,  і уявної Im h# j,  складових комплексного коефіцієнта амплітудно-фазового розподілу h# j,  з виходу відповідного, постійного ЗП 20 на час 1 2  t  2  Fт A  exp i      b  cos j / c # ; для лінійної решітки A  exp i      cos j  cos  /c # ; для кругової решітки  3. В кожному робочому такті цифро-керовані атенюатори 17, 18 фазообертачів 15 по синхроімпульсах Ф3 з виходу багатофазного генератора тактових імпульсів 10 помножують дійсну частину коефіцієнта Reh# j,  на синфазний відлік сигналу x , ,  , уявну частину коефіцієнта Im h# j,  на відлік квадратури сигналу y j, ,  X , ,   Reh# j,   x , ,  ; (12) Y j, ,   Im h# j,   y j, ,  Суматор аналогових сигналів 21 формує на виході відлік фазованого, зваженого амплітудним розподілом, аналогового сигналу - суму вихідних 13 відліків X j, ,  та Y j, ,  першого 17 і другого 18 цифро-керованих атенюаторів. (13) j, ,   X , ,   Y j, ,  Для миттєвих значень комплексних сигналів 93946 14       Tд    , ,   exp i     W   / c     b  cos    (14)       і комплексного коефіцієнта амплітуднофазового розподілу h# j,  h# j,   A  exp i   / c     b  cos j# z j, , ,   h# j,    , ,  X j, , ,   cos    Tд  W / c     b  cos  A  cos  / c    b  cos j# Y j, ,,   sin    Tд  W / c     b  cos  A  sin  / c    b  cos j# j, , ,   X , ,   Y j, ,   A  cos    Tд  W / c    b  cos    / c    b  cos j У вузько смугових каналах з відношенням  смуги сигналів DW до середньої частоти  . (20)   DW /   1 W   ; і     Tд   / c     (21) j, , ,   A  cos   b  cos   cos j  4. Канальні АЦП 7 за синхроімпульсами Ф4 з виходу багатофазного генератора тактової частоти 10 квантують за рівнем, кодують n - розрядним кодом М відліків фазованих зважених амплітудним розподілом, дійсних сигналів, розділених на m груп по M відліків j, , ,  у кожній групі. j, , ,   # j, , m, ,  , де:   0,, M  1 - номер каналу в групі, m  0,, m  1 - номер групи. Впорядкована множина M відліків розрядністю n  # j, , m, ,  утворює M  n - розрядну адресу постійної пам'яті підсумованих M відліків розрядністю n . 5. Виконується паралельне табличне обчислення цифрових відліків часткових сум j-го променя R# j, , m,  у  -му періоді дискретизації зверненням до m пристроїв постійної пам'яті 13 за адресами, утвореними впорядкованими послідовностями # j, , m, ,  по синхроімпульсах Ф5 з виходу багатофазного генератора тактових імпульсів 10 # j, , m, ,   R# j, , m,   ;   # j, , m, ,  (22)    0,, M  1 ; m  0,, m  1 При додаванні M чисел # j, , m, ,  заданих двійковими розрядами, сума n R# j, , m,  визначається n  ln M розрядами. 2 Впорядкована множина відліків m часткових сум R# j, , m,  розрядністю n  ln M - утворює 2 m  (n  ln M) - розрядний адрес постійної пам'яті 2 14 підсумованих m відліків R# j, , m,  . 6. Виконується табличне обчислення цифрового відліку j-го променя R# j, ,  у  -му періоді дискретизації зверненням до постійної пам'яті 14 (15) (16) (17) (18) (19) за адресою, рівною впорядкованій послідовності відліків R# j, , m,  по синхроімпульсах Ф6 з виходу багатофазного генератора тактової частоти 10. R# j, , m,   R# j, ,   ;   R # j, , m,  (23) m m  0,, m  1 Синхронно з імпульсом Ф4 тактової частоти Fт синхроімпульсом Ф2 лічильник номера променя 11 змінює свій стан на 1 і виконується послідовність операцій п. п 2-6 формування j+1–го променя R# j, ,  . Протягом  -го періоду часової дискретизації Тд формуються J променів R# j, ,  , орієнтованих під кутами  j , з перекриттям часових інтервалів обчислення відліків сусідніх променів 3:5. Променеутворення є першим етапом обробки сигналів в приймальному тракті. Для подальшої частотно-часової обробки достатньо сформувати часову послідовність дійсних відліків з виходу J променів. У М - канальних щодо входу - виходу лінійних, кругових решітках з гібридною обробкою процесор променів формує М дійсних відліків фазованих, цифрових сигналів М паралельними цифро аналоговими фазообертачами за один робочий такт і М додавань дійсних фазованих цифрових сигналів арифметичним пристроєм на базі табличних суматорів за 2 робочих такти. Пристрій, обраний як прототип, формує М дійсних відліків променів лінійної решітки дискретним перетворенням Хартлі просторової вибірки М дійсних відліків і при найбільш ефективному в обчислювальному відношенні алгоритмі ШПХ, потребує послідовного, через неможливість розпаралелювання, виконання qH множень і qH  додавань дійсних чисел [4].   qH  M   nM  3   4 ; М=2;    2  (24)   qH   1.5  M   nM 1  2 (25)    2  Виграш лінійної ФАР з гібридною обробкою відносно до прототипу дорівнює 15    лин х   М  (nM 3)  4 / M 2   93946 за кількістю   множень та  лин    1.5  М  (nM 1)  2 / 2  M за 2   кількістю додавань. Це складає у J=М=16-ти лінійній решітці за кількістю множень -  лин х   1.3 рази, за кількістю додавань - лин    2.3 рази, у J=М=32- х лінійній решітці відповідно -  лин х   2.1 та  лин    3 рази ; у J=М=64 -х лінійній решітці відповідно  лин х   3 та  лин    3.8 рази. Реальний виграш у кількості коротких операцій ще більший, у зв'язку з тим, що процесор в прототипі виконує перестановки даних як на вході (виході), так і відліків проміжних обчислень в процесі виконання графа ШПХ - операції, відсутні в процесорі променів з гібридною обробкою. Фазове формування J=М променів  Rj, ,  в  прозорій, круговій М - канальній решітці за формулою (9) з урахуванням явного виду коефіцієнтів hj,  комплексного амплітудно-фазового розподілу (8) описує кругову згортку М просторових комплексних відліків , ,  з М - комплексними коефіцієнтами амплітудно-фазового розподілу  ,  hj по  , яка може бути обчислена методом швидкої, кругової згортки в частотній області і яка включає обчислення прямого, швидкого перетворення Фур'є (ШПФ) просторової вибірки, множення відліків комплексного спектру на комплексні коефіцієнти спектру фазуючої послідовності, зворотне ШПФ [5]. Базовою операцією прямого - зворотного ШПФ є обчислення «метелика», що включає одне комплексне множення і два комплексні складання, що еквівалентно 4-м множенням дійсних чисел і 6 - ти додаванням дійсних чисел [5]. М - точкове ШПФ зводиться до обчислення M / 2  nM «метеликів», і загальна кількість ари2 фметичних операцій множення qF , додавання qF  дорівнює qF  4  M / 2  nM (26) 2 qF   6  M / 2  nM (27) 2 M - комплексних множень еквівалентно qM множенням дійсних чисел і qM  додаванням дійсних чисел (28) qM  4  M (29) qM  2  M Процесор променів кругової ФАР, описаний у прототипі, після обчислення дискретного дійсного перетворення Хартлі -{U(k)} просторової вибірки М дійсних відліків функції Хартлі   за формулою u 16 (5) повинен перейти до комплексного спектру Фу   р'є - Sk  відповідно до формул зв'язку [1].       V # k   U# k   U# M  k   2 1 (30) W # k   U# k   U# M  k   2 1 (31) (32) S# k   V # k   i  W # k  де V # k  - дійсна частина k-го комплексного коефіцієнта Фур'є. W # k  - уявна частина k-го комплексного коефіцієнта Фур'є. Перехід від дійсного U# k  спектру до компле  ксного спектру S # k  згідно з формулами (30)       (32) потребує виконання qHF операцій множення (зсуву ) і qHF  операцій додавання дійсних чисел (33) qHF  2  M (34) qHF   2  M Таким чином, з урахуванням формул (24) - (34) процесор променів ФАР прототипу, що обчислює ШПХ просторової вибірки   на першому етапі u обробки, при формуванні J=М променів в прозорій, круговій М - канальній решітці методом кругової, швидкої згортки повинен виконати Q множень і Q  додавань дійсних чисел Q  qH  qHF  qM  qF     Q  M   nM  3   4  2  M  4  M      2          4  M / 2  nM  3  M   nM  1  4   2    2  Q  qH  qHF  qM  qF (35) (36) (37)     Q   1.5  M   nM  1  2  2  M       2      (38)  2  M  6  M / 2  nM   2      M   4.5  nM  2.5   2   2   Виграш кругової ФАР з гібридною обробкою відносно обраного прототипу за кількістю множень дорівнює  кр  , по кількості додавань -  кр   разів.    кр   3  М  (nM 1)  4 / M 2   (39)    кр    М  ( 4.5  nM 2.5)  2 / 2  M (40) 2   У J=М=16 круговій решітці це складає за кількістю множень   15 разів, за кількістю додавань    10 разів, у J=М=32 круговій решітці 17 відповідно -   18 та    13 разів, у J=М=64 лінійній решітці відповідно -   21 та    15 разів. Технічний результат підвищення швидкодії, іншими словами зменшення часу формування променя, досягається за рахунок гібридної, конвеєрної обробки сигналів: - паралельним фазуванням сигналів канальними цифроаналоговими фазообертачами, що виконують множення комплексних відліків сигналу на комплексні коефіцієнти амплітудно-фазового розподілу в М каналах на проміжній частоті за один робочий такт до аналогоцифрового перетворення без зменшення динамічного діапазону, властивого цифровим помножувачам; - малорозрядним (n=4-8) квантуванням попередньо фазованих сигналів з незначним (середньоквадратична помилка