Гідроакустичний пристрій моніторингу морських трубопроводів

Rv,    гл.бо.   0; Відліки R(v, ) що перевищили поріг, відображаються на індикаторі в координатах R(v, )×v для  альтернатив по дальності. Цифрова обробка шумових сигналів. У кожному v-му періоді дискретизації Δt процесор первинної, просторово-часової обробки лунасигналів 32 виконує: - стабілізацію кругової бази, інтерполяційним формуванням відліків s[,Ψ,v] у М "фантомних" вузлах (Ψ) за їх значеннями (m, v) у М фізичних приймачах. (54) s, , v    k, , m  m, v  ; (58) m Н=Но+·DH; Н - відстань по нормалі між антеною і лінійною ділянкою трубопроводу; L - координата розсіювача на трубопроводі. При не сфокусованому прийомі Ă(,q)≡1. Масив N× відліків {Rv, } видається в ЕОМ управління, відображення 36. ЕОМ управління, відображення 36 в кожному масиві відліків {Rv, } виконує - обчислення середньоквадратичного за N відліками {Rv, } значення завади ζгл.бо. .   m=0,. М-1; =0,. М-1; - формування комплексних, фазованих відліків широко смугових, канальних луна-сигналів Ŭш(jорт, ,v) одиничного променя - jорт, ортогонального до заданого напряму руху, компенсованим сектором стабілізованої дуги цифровим, не рекурсивним фільтром n-го порядку з комплексною імпульсною характеристикою ĥ.ш(,v) у ковзному часовому вікні на середній проміжній частоті лунасигналів ωo.г.л.    ˆ Uш j, , v    hш m, v   s mod jорт  m,M , v  n  1  v ; v ;(55) - обчислення адаптивного порогу (50) 2  Dq, / V  c  x q  L / c 2  2   N1  R 2 v,    N1  Rv,     гл. бо.          n n       (49) D(xq-xq)=[(xq-L-хq) +(Н) ] ;  22 (59) v=0,…n-1; m=0,. M/2-1;jорт=0; ˆ hш , v   expi  o.ш  v  n  1 / 2  t   о.ш.   о / с   cos    sinD ш / 2  v  n  1 / 2  t   o / c   cos  D ш / 2  v  n  1 / 2  t   o / c   cos  - відносний номер приймального каналу у промені; ()=2/М; о.ш. - середня частота преселектора шумового сигналу високої частоти; с - швидкість звуку в середовищі; o.ш - середня частота фільтру шумового сигналу проміжної частоти; о=[+(+o/2]/2 - середній радіус приймальної, кругової антени. ; (29) - формування вихідних відліків ŷш(jорт, v) стабілізованого joрт-го променя в ковзному часовому вікні      ˆ y ш jорт , v  Dm 1   BmUш jорт  m, v ; m (61) m=0,… M/2-1;jорт=M/2-1; де: М/2- число каналів прийому, що формують один промінь. 23 62453  - некогерентне накопичення модулів відліків шумового сигналу |ŷш(jорт, v)| в jорт-му промені за N періодів дискретизації     ˆ ш jорт ,n  N1   y ш jорт ,  1  N  v ; v=0,…N-1; v риваються з кроком Dx=N·t·V. Масиви відліків відомої діаграми направленості {rш(n-L)}, відліків огинаючої шумового сигналу joрт-го променя у Λ точках траєкторії {υш.б.о.(jорт, n)/θ} утворюють квадратну матрицю коефіцієнтів ||аш.n, L|| i вектор - стовпець ||wш.бо.,n|| правої частини лінійної системи рівнянь (8) для визначення масиву відліків інтенсивності шумового акустичного поля на вході прийомної антени {уш.б.о.L}. (62)   aш.n, L  yш.б.о.L  Wш.б.о.,n ; торової обробки шумових сигналів 34. Процесор вторинної просторової обробки шумових сигналів 34 послідовно формує масиви відліків огинаючої шумового сигналу jорт-го променя rш n  L   L aш.n, ΔL=rш(n-ΔL); wш.б.о.,n=υш(jopт, n)/Δθ; ˆ   hш , o, n  exp i  о.ш  n  t  .о.ш  о / с   cosjорт n  ˆ Wш.б.о.   w ш.б.о.n  exp i  2      n /   ; n y ш.б.о.n    m  n  L  ; ˆ Wш.б.о.  expi  2      n /   ;  R ш.   (64) (66) n=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1;  Rш..   rш. k   exp i  2    k   / M ; k (67) k=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1; Δk=mod(|n-L|, Λ);  { Rш.. } - заздалегідь розрахований комплексний спектр відомої діаграми направленості rш(n-L) в пам'яті процесора 34. 4 ε=10- - параметр регуляризації. Масив відліків {yш.б.о.n} видається в процесор управління, відображення 36. Процесор управління, відображення 36 в кожному масиві відліків {yш.б.о.n} виконує: - обчислення середньоквадратичного по Λ відлікам {yш.б.о.n} значення перешкоди ζш.б.о. (65) - обчислення відліків інтенсивності шумового акустичного поля уздовж траєкторії {yш.б.о.n} через зворотнє перетворення Фур'є 1 2 - обчислення адаптивного порогу Пш.б.о. Пш.б.о.=П0·ζш.б.о.; (69) - порогову oбробку масиву відліків {yш.б.о.n} Ey ш.б.о.n   ш.б.о.     n=0,. Λ-1; ℓ=0, Λ-1; 2        1   y ш.б.о.n    1   y ш.б.о.n        n n      (63) L=0,. Λ-1 n=0,. Λ-1; (joрт+m)=·(joрт+m); β(n-L)=β·(n-L); =2·/DM; β=2·/L; m=0,.M/2-1; Процесор вторинної просторової обробки шумових сигналів 34 розв'язуєсистему рівнянь типу згортки (31) щодо розподілу інтенсивності шумового акустичного поля уздовж траєкторії уш.б.о. L частотним методом на основі теореми Релея про спектр згортки з регуляризацією Лаврентьева [2] і виконує при цьому: - обчислення дискретного перетворення Фур'є на масиві відліків {wш.б.о.n} ш.б.о.  { ш jорт ,I,n )} у Λ точках траєкторії, що не перек Сформовані процесором первинної просторово-часової обробки шумових сигналів 32 відліки огинаючої шумового сигналу jорт-го променя ш jорт , n поступають в процесор вторинної прос  24 1 y ш.б.о.n   ш.б.о.  0; ; (70) 0; y ш.б.о.n   ш.б.о.  0; Відліки yш.б.о.n, що перевищили поріг, відображаються на індикаторі в координатах yш.б.о.n×n. Збільшення вірогідності точного виявлення щодо прототипу з аналогічними хвильовими розмірами приймальної антени і параметрами первинної просторово-часової обробки забезпечуєть ; (68) ся когерентним, некогерентним "стисненням" променя з одночасним прийомом луна- і шумових сигналів при виявленні об'єктів з власним акустичним полем і досягається шляхом: - реалізації принципу безперервної луналокації, що забезпечує його поєднання з режимом шумопеленгування; - забезпечення відстроювання від завади прямого випромінювання в каналах прийому шумових сигналів, яка складає ~100 дБ і реалізується рознесенням діапазонів шумопеленгування і луналокації та високо вибірковою частотною фільтрацією на високій і проміжній частоті; - відбудовування від завади прямого випромінювання в каналах прийому луна-сигналів яка складає ~100 дБ реалізується дипольною, у верти 25 62453 кальній площині з "нулем" на випромінювач, діаграмою спрямованості бінарної кругової решітки, розташованої в зоні Фраунгофера випромінювача, "Нуль" діаграми формується обчисленням різниці сигналів акустичних приймачів бінарної кругової решітки, розташованих на одному радіусі і зміщених уздовж радіусу на половину довжини хвилі о/2; - забезпечення просторової вибірковості (завадостійкість в ізотропному полі), яка збільшена щодо одиночного променя синфазної решітки прототипу за рахунок "відновлення" кутового, амплітудного спектру акустичних шумових і лунаK  4/ сигналів на вході приймальної антени по відомій діаграмі направленості і апаратному кутовому спектра на виході сформованих променів в статичному режимі та "відновленням" лінійного розподілу інтенсивності шумових і луна-сигналів на вході приймальної антени уздовж траєкторії по відомій діаграмі направленості і траєкторному сигналу на виході променя в режимі бічного огляду процесорами вторинної просторової обробки. Коефіцієнт концентрації променя адитивної антени, що визначає завадостійкість в ізотропному полі, дорівнює 2 2 2   r ,   sin   d  d  4   /  r верт  sin   d  r гор  d ,  2 26  2 (71)  2 r (θ,φ)=r верт(θ)·r гор (φ) відношенням коефіцієнтів концентрації горизонтальних лінійок. Інтерполяційним формуванням фантомних приймачів променя бічного огляду на колі можна перейти від еквідистантного по дузі - не еквідистантного на лінії рівних фаз до не еквідистантного по дузі - еквідистантному на лінії рівних фаз розподілу приймачів. Коефіцієнт концентрації лінійної дискретної еквідистантної антени дорівнює [4] (72) Виграш в завадостійкості В при когерентному синтезі апертури в режимі бічного огляду дорівнює відношенню коефіцієнтів концентрації пропонованого технічного рішення і прототипу В=Ксинт/Кпрот; (73) Через те, що діаграми направленості вертикальних лінійок однакові, виграш В визначається      K  M  1   M  p  sin 2  p    b  1  / 2  p    b  1   p         B  1 ; р=1, М-1;  1     (74) 1     M синт  1   М синт  p   sin 2  p    b синт  1 / 2  p    b синт  1    р   Mпроп         1   Мпрот  q  sin 2  q    b прот  1 / 2  p    b прот  1    q     ; (75) p=1,. Мсинт; q=,. Мпрот -1 -1 Наприклад, для Мсинт=64; Мпрот=8;bсинт· =bпрот· =1/2 B     Mсинт  1   Mсинт  р  0  p     Mпрот      1   Mпрот  q  0 q       1 1  Mcиин 8 Мпрот Вірогідність правильного виявлення D є функцією відносного порогу uо, відношення сигнал завада qo по напрузі і дорівнює [5] Du0 , qo   1 2   exp t  uo  qo 2  / 2  dt ; (77) -6 При вірогідності помилкових тривог F=10 , початковому відношенні сигнал - завада qo=2.5 вірогідність правильного виявлення складає D[uo(F=10 (76) 6 ), qo=2.5]≈0,01. За рахунок стискання променя на синтезованій апертурі B=8, виграш по напрузі становить √В=2,8 разів, і вірогідність правильного -6 виявлення збільшується до D[uo(F=10 ), q=√В·qo=7]≈0,98 [5] У випадку суміщення режимів шумопеленгування і луна-локації порівняння вихідних сигналів шумопеленгування та луна-локації з порогами незалежні випробування з вірогідністю перевищення порогу хоч би одним з сигналів - D дорівнює [6] 27 D=Dгл+Dшп-Dгл·Dшп 62453 (78) Dгл - вірогідність перевищення порогу вихідним луна сигналом. Dшм - вірогідність перевищення порогу вихідним шумовим сигналом. Для Dгл=Dшп=0,49D=0,74. Джерела інформації: 1. Антипов В.Н., Горяинов В.Т. и др. Радиолокационные станции с цифровым синтезированием апертуры антенны. М.: Радио и связь, 1988. 2. Верлань А.Ф., Сизиков В.С. Интегральные уравнения: Методы. Алгоритмы. Программы. К.: Наукова думка, 1986. - С. 223-323. 28 3. Придэм Р.Г., Муччи Р.А. Цифровой интерполяционный метод формирования пуча для низкочастотных и полосовых сигналов. / ТИИЭР т.67 № 6,1979. - С. 29-48. 4. Евтютов А.П. Инженерные расчеты в гидроакустике "Судостроение", 1988. - С. 19. 5. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М.: "Радио и связь", 1983. - С. 244-245. 6. Гмурман В.Е. Теория вероятностей и математическая статистика. М.: "Высшая школа", 1977. - С. 49. 29 62453 30 31 62453 32 33 62453 34 35 62453 36 37 62453 38 39 Комп’ютерна верстка А. Рябко 62453 Підписне 40 Тираж 23 прим. Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601