Пристрій для моделювання у vissim слідкувальних фільтрів

Пристрій для моделювання у VisSim слідкувальних фільтрів (СФ), що о хоплений оберненим зв'язком через послідовно з'єднані частотний дискримінатор і згладжуючий фільтр нижніх частот (ЗФНЧ), такий частотний електричний фільтр вище другого порядку m і визначеного типу з власним багатопетлевим оберненим зв'язком, передаточна функція якого має n нулів передачі, початкові коефіцієнти аk у поліномі чисельника, bk - у поліномі знаменника, і містить послідовно з'єднані вхідний блок віднімання-зрівнювання, вихідний для СФ суматор, ви хідний суматор оберненого зв'язку, n блоків установки масштабу a k і m блоків установки 3 33017 вказаних систем неможливо використовувати для дослідження узагальнених СФ - нестаціонарних систем. Найбільш близьким аналогом до технічного рішення, що заявляється, є відомий СФ, який містить загальний КФ, петля зворотного зв’язку якого містить послідовно з’єднані ЧД, ЗФНЧ і КЕ, ви хід якого з’єднано із входом керування цього загального КФ, який є фільтром вище другого порядку різного типу з багатопетлевою реалізацією у загальному випадку з комплексними нулями передачі і містить декілька однакових КФ першого або другого порядку, вхідний і вихідний суматори, певну кількість віток прямої передачі і віток оберненого зв’язку з коефіцієнтом передачі відповідно ak і - bk. Відомі і зв’язки між цими блоками. [Капустян В.И., Активные RC-фильтры высокого порядка. -М.: Радио и связь, 1985.]. Хоча цей СФ лише уточнює вище відмічений узагальнений СФ, але блок-схему і цього СФ неможливо змоделювати у VisSim, бо у бібліотеці цієї комп’ютерної системі немає блоків керованих фільтрів. Технічною задачею, яка вирішується винаходом є одержання моделі саме у VisSim блок-схеми СФ вище др угого порядку і визначеного типу. Ця задача вирішується пристроєм для моделювання у VisSim СФ, який уявляє, охоплений оберненим зв’язком через послідовно з’єднані частотний дискримінатор і згладжуючий фільтр нижніх частот (ЗФНЧ), такий частотний електричний фільтр вище другого порядку m і визначеного типу з власним богатопетлевим оберненим зв’язком, передаточна функція якого має n комплексних нулів передачі, початкові коефіцієнти ak у поліномі чисельнику, b k у поліномі знаменнику і містить послідовно з’єднані вхідний блок віднімання - зрівнювання, вихідний для СФ суматор, вихідний суматор оберненого зв’язку, n блоків установки масштабу bk і m блоків установки масштабу b k, при цьому, у загальному випадку при n = m, вихід кожного з блоків установки масштабу a k і b k з’єднані відповідно з одним із входів вихідного для СФ суматора і вихідного суматора оберненого зв’язку, вихід якого з’єднаний з від’ємним входом блоку віднімання, який є входом СФ. Відрізняється цей пристрій тим, що у блоксхему моделі уведені один окремий блок множення, m - 1 ланок каскадного з’єднання блоку зведення в m - k степінь з блоком множення, послідовно з’єднані блок ділення і m інтеграторів, блок генерації значення bm, вихід якого з’єднано з нижнім входом блока ділення, верхній вхід якого з’єднано з виходом блока віднімання, а вихід - зі входом блоку установки масштабу an і зі входом першого із m інтеграторів, вихід кожного з яких зв’язано через кожний блок множення з об’єднаним входом кожних з блоків установки масштабу ak і b k, а об’єднаний вхід зазначених ланок W ( s, w) = 4 разом із входом окремого блоку множення з’єднано з виходом ЗФНЧ. На кресленні, що додається, наведена структурна електрична схема моделі у VisSim запропонованого СФ. Вона включає в себе блок-схему фільтра 1, що моделюється, ЧД 2, ЗФНЧ 3, блок віднімання зрівнювання 4, блок ділення 5 верхнього на нижній сигнали, інтегратор 6, блок установки масштабу b k 7, блок установки масштабу а k 8, суматор 9, блок генерації значення bm 10, блок множення 11 і блок зведення у m - k степінь 12. Входом блока-схеми 1 є вхід блока віднімання 4, вихід якого з’єднано зі входом блоку ділення 5, нижній вхід якого з’єднано з блоком генерації значення bm 10. Вихід блока ділення 5 через блок установки масштабу а n 8 з’єднано з одним із входів вихідного для СФ суматора 9 і зі входом першого із m послідовно з’єднаних інтеграторів 6, вихід якого з’єднано з одним із входів окремого із уведених блоків множення 11, вихід якого через блок установки масштабу а n-1 8 зв’язано з другим із входів вихідного для СФ суматора 9 і через блок установки масштабу b m-1 - 3 одним із входів ви хідного суматора 9 оберненого зв’язку, ви хід якого з’єднано з від’ємним входом блоку віднімання 4, який є входом СФ. Аналогічно, вихід кожного із інших інтеграторів 6 з’єднано зі входом блоку множення 11, що входять у кожну з відмічених ланок. Вихід кожного з цих блоків множення 11 через блоки установки масштабу an-k 8 і bm- k 7 зв’язано з кожним входом відповідно вихідного для СФ суматора 9 і вихідного суматора 9 оберненого зв’язку. Другий вхід окремого із блоків множення 11 і об’єднаний вхід усі х блоків зведення в m - k степінь 12 з’єднано з виходом ЗФНЧ 3, вхід якого через ЧД 2 зв’язано з виходом блока 1. Працює запропонована модель СФ таким чином: Нехай напруга, що надходить на вхід блока віднімання 4 моделі блок-схеми 1 запропонованого пристрою, являє собою довільний нестаціонарний процес, наприклад звуковий сигнал, форманти якого еквівалентні активному спектру, чи процес зміни струму в контактному проводі при русі електропоїзда і інші процеси в загальному випадку разом з перешкодами. У початковий момент після підключення зазначеної напруги чи з появою звуку після чергової паузи, коли зовнішнє діяння являє собою короткий імпульс, широкосмуговий спектр якого є суцільним і однорідним, на виході СФ ще не встигає сформуватися початковий фронт перехідного процесу. З цієї причини на виході ЧД-2 відсутня управляюча напруга, тому зворотний зв’язок виявляється відключеним і СФ працює в режимі стаціонарного фільтра. Передаточна функція (ПФ) такого фільтра має вигляд: ans n + an -1w sn- 1 + an- 2w2sn - 2 + ... + a1wn -1s + a0wn bm sm + b m -1wsm - 1 + bm - 2w2sm - 2 + ... + b1wm -1s + b0wm , 5 33017 який дійсний при припущенні, що постійна частота початкової настройки wП дорівнює частоті настройки w і при m ³ n. Оскільки повторне диференціювання сигналів більше двох - трьох разів усилює перешкоди за межами робочої смуги частот, то у VisSim інтегрування в цифрової формі є значно більш стійкими, чім диференціювання. За цією причиною необхід но диференційні рівняння перетворювати у ПФ так, щоб оператор Лапласа входив ли ше з відмінним показником степеню. Для цього необхідно чисельник і знаменник у виразу ПФ розділити на оператор Лапласа, показник якого має вищу степінь. Після цього, розділив чисельник і знаменник на постійний коефіцієнт bm, одержимо вираз для ПФ, у вигляді: 1 1 1 1 (an + an -1w + an - 2 w2 2 + ... + a1wn -1 n-1 + a0wn b s s s W( s, w) = m 1 1 2 1 m-1 1 1+ ( bm -1w + bm - 2w 2 + ... + b1w + b0wm bm s s sm-1 Цей вираз дозволяє обґрунтувати вибір і назву блоків, що входять у відомі, вище відмічені, універсальні блок-схеми моделі стаціонарного СФ з використанням ПФ. Режим стаціонарного фільтра буде продовжуватися доти, поки на виході СФ не сформується визначена частина початкового фронту перехідного процесу. У залежності від смуги пропускання СФ, він виділить із вище зазначеного спектра лише відповідну вузькосмугову частин у його, яка визначає відповідну форму перехідного процесу. Під час формування на виході СФ початкового фронту цього процесу, у визначений момент, в залежності від крутості цього фронту і величини порога спрацювання ЧД-2, на його виході з’явиться визначеної величини напруга. Ця напруга надходить на вхід ЗФНЧ 3, згладжена управляюча напруга з виходу якого надходить на другий вхід окремого із блоків множення 11 і на об’єднаний вхід усі х блоків зведення в m-k степінь 12. Ця управляюча напруга перетворюється усередині СФ у частоту управління wy. З цього моменту починається процес захоплення - самонастройки СФ. Характер цього процесу залежить тільки від функції миттєвої частоти, яка виходить у результаті взаємодії (биття) вільної і усталеної складових перехідного процесу на виході тепер вже нестаціонарного СФ. Ця миттєва частота несе повну інформацію не тільки про функцію миттєвої часто ти вхідного сигналу, але і про особливості СФ у цілому. Саме функція цієї миттєвої частоти визначає закон самонастройки, який по зворотному зв’язку трансформує характеристики СФ так, що він поступово виявляється настроєний на необхідну частоту. Таким чином, частоту настройки w тепер можна представити як w = wП ± w у. Цей вираз вказує на звичайне зміщення потрібної частоти настройки СФ типа смуго-пропускний фільтр на величину ±wу, не змінюючи при цьому початкової частотної смуги його. Це означає, що такий СФ є адекватним активному спектру нестаціонарних сигналів, який, як відомо, також зміщується за частотою, але активна смуга спектральних частот залишається при цьому незмінною. Оскільки ЧД-2 здатний змінювати знак в залежності від співвідношення частоти w, вхідного для СФ сигналу і часто ти wП, то часто ту настройки w 6 1 sn 1 ) . ) sm можна представити як w = wП + wу. Коли ця частота збіжиться з частотою w1 слідкування СФ повинне призупинитися. Щоб це відбулося, значення перехідної для ЧД-2 частоти w0 повинно досить точно дорівнювати значенню частоти wП. Оскільки у системі координат ЧД-2 w 0= 0, то також і wП = 0, значить w = wу. Тоді, уявно підставивши цю частоту в одержаний вираз ПФ, стає зрозумілим як потрібно модернізувати блок-схему відомої моделі стаціонарного фільтра щоб одержати блок-схему моделі СФ. Після того, як практично закінчіться процес самонастройки СФ, коли на його виході почнуть з’являтися перші коливання, на виході ЧД-2 з’явиться напруга, пропорційна частоті цих коливань. Так починається усталений режим утримання автоматично настроєного СФ на відзначену частоту. Оскільки СФ є лінійним фільтром і в ньому не міститься додаткових джерел коливання іншої частоти, то сигнали на вході і виході СФ не можуть відрізнятись друг від друга по частоті. Отже СФ виявляється досить точно настроєним на частоту w, саме вхідного сигналу, що і потрібно. Якщо частота w1 повільно змінюється по будьякому заздалегідь невідомого закону, то, відповідно до розглянутого принципу самонастройки, СФ буде надійно відслідковувати зміни цієї частоти на усьому її діапазоні за умови, що верхня гранична частота спектру вхідного сигналу не перевищить так називану критичну частоту, вище якої СФ, як відомо, збуджується. Саме дослідженню та розробки ефективних і надійних реальних СФ повинна сприяти запропонована модель його блок-схеми, бо безліч технічних задач зв’язано з проектуванням, конструюванням, регулюванням та настройкою цих фільтрів у процеси розробки реальних пристроїв. Комп’ютерне математичне моделювання у VisSim дозволяє продивляти велику кількість можливих варіантів СФ, скорочуючи час визначення оптимального з них для розв’язання конкретної технічної задачі, в тому числі задачі апаратурного слідкувального аналізу активного спектра нестаціонарних сигналів. Випробування у VisSim запропонованої моделі СФ різного типу і порядку показало дієздатність їх досить точно удержувати СФ частотою вхідного гармонійного генератора і надійно слідкувати за 7 33017 частотою свип-генератора у достатньо широкому частотному діапазоні. Таким чином, можна стверджувати, що запропонована модель у VisSim блок-схеми СФ вище другого порядку, адекватних активному спектру Комп’ютерна в ерстка О. Рябко 8 нестаціонарних процесів є, безумовно, корисною моделлю при використанні її для дослідження і розробки реальних пристроїв, у яки входять ці фільтри. Підписне Тираж 26 прим. Міністерство осв іт и і науки України Держав ний департамент інтелектуальної в ласності, вул. Урицького, 45, м. Київ , МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислов ої в ласності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601