Пристрій для множення частоти несучого коливання сигналу з біфазною модуляцією

1. Пристрій для множення частоти несучого коливання сигналу з біфазною модуляцією, що містить помножувач часто ти з фазовим пригніченням суміжних гармонік, який відрізняється тим, що в нього додатково введені другий базовий помножувач частоти з фазовим пригніченням суміжних гармонік, перший та другий пристрої, що диференціюють, перший, другий, третій та четвертий чотириквадратні перемножувачі сигналів, перший та другий суматори сигналів, при цьому клема входу пристрою з'єднана зі входом першого базового помножувача частоти з фазовим пригніченням суміжних гармонік, входом пристрою, що диференціює, і першим входом другого перемножувача сигналів, а вихід пристрою, що ди ференціює, з'єднаний із другим входом першого перемножувача сигналів і через другий базовий помножувач частоти з фазовим пригніченням суміжних гармонік із другим входом другого перемножувача сигналів, при цьому вихід першого базового помножувача частоти з фазовим пригніченням суміжних гармонік з'єднаний з першим входом першого перемно U 2 39831 1 3 39831 ра з околиці несучої часто ти w в околицю деякої проміжної частоти wпр , чинену без зміни закону модуляції (перетворення частоти [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». - 4-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. шк. 2003 -462с.: ил., с.300]. Для виділення складових спектра з частотами близькими до wпр, у вхідний ланцюг перетворювача включають коливальний контур, налаштований на wпр. Цей метод є основою супергетеродинних приймачів і потребує для переносу частоти крім змішувача ще і допоміжного генератора (гетеродина). Найбільш близьким по сукупності функціональних і конструктивних ознак є помножувач частоти з фазовим придушенням суміжних гармонік і n=2 (ПФП) [Зеленин А.Н., Бондарь Д.В., Чуев И.А. Оптимизация спектра выходного колебания умножителя частоты с фазовым подавлением смежных гармоник // Радиотехника: Всеукр. межвед. науч.тхн. сб. 2006. №142 с.179-183], що містить нелінійний елемент, лінію затримки на 0,5 періоду несучого вхідного коливання, суматор і смуговий фільтр, причому вхід нелінійного елемента з'єднаний із клемою входу ПФП, а вихід нелінійного елемента з'єднаний з першим входом суматору і через лінію затримки на стать періоду з другим входом суматору, при цьому вихід суматору через смуговий фільтр з'єднаний із клемою виходу ПФП. Такий ПФП реалізує базовий ПФП із коефіцієнтом множення по частоті рівним 2 (БПФП). Перераховані помножувачі частоти (крім перетворювачів частоти) не зберігають законів зміни фази у фазоманіпульованому (фазомодульованому) коливанні, а перетворювачі частоти мають надзвичайно збагачений спектр на виході змішувача (перемножувача) і вимагає як складних вихідних фільтрів, так і когерентної прив'язки гетеродинного сигналу до частоти несучого коливання вхідного сигналу, що істотно ускладнює структуру помножувача частоти. В основу корисній моделі поставлена задача створити помножувач частоти несучого коливання фазоманіпульованого сигналу з непарним коефіцієнтом множення при збереженні фазових інформаційних ознак, при цьому інші джерела коливань (крім вхідного з частотою несучої w) відсутні, а частотно - виборчі ланцюги (електричні смуговопропускні фільтри) максимально прості. Такий технічний результат досягається тим, в пристрій для множення частоти несучого коливання сигналу з біфазною модуляцією, що містить помножувач частоти з фазовим придушенням суміжних гармонік, відповідно до винаходу, додатково введені другий БПФП, перший та другий пристрої, що диференціюють, перший, другий, третій та четвертий чо тирьох квадратні перемножувачі сигналів (ПС), перший та другий суматори сигналів (СС), при цьому клема входу пристрою з'єднана зі входом першого БПФП, входом пристрою, що диференціює (ДУ), і першим входом другого перемножувача сигналів (ПС), а вихід пристрою, що диференціює (ДУ), з'єднаний із другим входом першого перемножувача сигналів (ПС) і через другий БПФП із другим входом другого перемножува 4 ча сигналів (ПС), при цьому вихід першого БПФП з'єднаний з першим входом першого перемножувача сигналів (ПС), виходи першого і др угого перемножувачів сигналів (ПС) з'єднані з першим і другим входами суматору сигналів (СС), при цьому вихід суматора є виходом пристрою. При цьому реалізується каскад пристрою для множення частоти несучого коливання у три рази. Для реалізації типового каскаду пристрою, що забезпечує множення частоти несучого коливання у п'ять разів у пристрій додатково введені третій та четвертий чотирьох квадратні перемножувачі сигналів (ПС), другий пристрій, що диференціює, другий суматор сигналів (СС), при цьому вихід першого БПФП з'єднаний з першим входом третього перемножувача сигналів (ПС), вихід другого БПФП з'єднаний з першим входом четвертого перемножувача сигналів (ПС), вихід першого суматору сигналів (СС) з'єднаний з другим входом четвертого перемножувача сигналів (ПС), та через пристрій, що диференціює з другим входом третього перемножувача сигналів (ПС), вихід третього перемножувача сигналів (ПС) з'єднаний з першим входом другого суматору сигналів (СС), а вихід четвертого перемножувача сигналів (ПС) з'єднаний з другим входом другого суматору сигналів (СС), при цьому вихід др угого суматору сигналів є др угим ви ходом пристрою. На Фіг.1 приведена структурна схема пристрою, на Фіг.2 приведені епюри вхідного і вихідного сигналів. Пристрій містить БПФП 1, другий БПФП 2, перший 3 та другий 4(4.1-4.n) пристрої, що диференціюють ДУ, перший 5, другий 6, третій 7 (7.1 - 7.n) та четвертий 8 (8.1 - 8.n) чотирьох квадратні перемножувачі сигналів ПС, перший 9 та другий 10 (10.1 -10.n) суматори сигналів СС, при цьому клема входу 11 пристрою з'єднана з входами першого БПФП 1, першого 3 пристрою що диференціює ДУ та першим входом другого 6 перемножувача сигналів ПС, а вихід першого 3 пристрою, що диференціює ДУ з'єднаний з другим входом першого 5 перемножувача сигналів ПС і через другий БПФП 2 із другим входом другого 6 та першим входом четвертого 8.1 перемножувачів сигналів ПС, при цьому вихід першого БПФП 1 з'єднаний з першим входом першого 5 та третього 7.1 ПС, виходи першого 5 та другого 6 ПС з'єднані з першим і другим входами першого 9 суматору сигналів СС, при цьому вихід першого 9 суматору сигналів СС є першим виходом пристрою (клема 12), на якому присутній сигнал, частота якого у три рази вища частоти несучого BPSK сигналу на вході (клема 11) та з'єднаний з другим входом четвертого 8.1 ПС та через другий 4.1 пристрій, що диференціює з другим входом третього 7.1 ПС, виходи третього 7.1 та четвертого 8.1 ПС з'єднані з першим та другим входами другого 10.1 суматору сигналів, при цьому вихід др угого 10.1 СС є другим виходом пристрою (клема 13.1), на якому присутній сигнал, частота якого у п'ять разів вища частоти несучого BPSK сигналу на вході (клема 11). Смуговий фільтр БПФП налаштований на частоту 2w, при цьому зсув на нелінійному елементі 5 39831 забезпечує кут відсічення вхідного гармонійного коливання ±sin(wt+j(t)) у 65°. Пристрій працює в такий спосіб (розглядається вхідний сигнал з біфазною маніпуляцією BPSK з одиничною амплітудою, тобто сигнал dsin(wt+j(t)), де d=±1 - коефіцієнт, що враховує маніпуляцію несучого коливання частоти w послідовністю прямокутних імпульсів різної полярності, тобто початкова фаза вхідного сигналу j(t) = 0 або (j(t) = p). Нехай на вхід схеми надходить гармонійний сигнал. Тоді на виході першого БПФП сигнал 1 буде мати вид sin(2wt) (1) на виході першого 3 пристрою, що диференціює ДУ ±cos(wt+j(t)) (2) Сигнали на першому і др угому входах першого 9 суматору сигналів будуть відповідно мати вигляд b sin(2w t ) × ( ± a cos(wt + j( t ))) = (3) = ± ab sin(2wt ) × cos(wt + j( t )) ± sin(wt + j( t )) × ab cos(2wt ) = (4) = ± ab sin(wt + j( t )) × cos(2wt ) де a і b - коефіцієнти передачі першого 3 пристрою, що диференціює ДУ та першого 1 та другого 2 БПФП відповідно. У результаті на виході першого 9 суматору (вихід пристрою 12) формуються сигнали з частотою несучої 3w, тобто ±ab(sin( wt ) × cos(wt + j( t)) + 2 (5) + sin(wt + j(t )) × cos(2wt ) = ± ab sin( wt + j(t )) 3 Сигнали на першому і другому входа х др угого 10.1 суматору сигналів будуть відповідно мати вигляд 6 2 b sin(2 wt ) × (± a b cos(3 wt + j(t ))) = = ±a 2b2 sin(2wt ) × cos(3 wt + j(t )) (6) ab cos(2wt ) × (± ab sin(3wt + j(t ))) = (7) = ± a 2b2 cos(2wt ) × sin(3wt + j( t )). У результаті на виході другого 10.1 суматору (вихід пристрою 13.1) формуються сигнали з частотою несучої 5w, тобто a 2b2 (sin(2wt ) × cos(3wt + j(t )) + + cos(2wt ) × sin(3wt + j( t ))) = (8) = ±a 2b2 sin(5wt + j( t )). Якщо послідовно з розглянутим типовим каскадом з'єднати n-1 аналогічних типових каскадів, то сигнали на першому і другому входа х n-того 10.n суматору сигналів будуть відповідно мати вигляд b sin( 2wt ) × æ ± anbn -1 cos((2n + 1)w t + j ( t)) ö = ç ÷ è ø (9) ab cos( 2 wt) × æ ± a n-1bn -1 sin(( 2n + 1)wt + j( t)) ö = ç ÷ è ø (10) = ±anbn sin( 2wt ) × cos(( 2n + 1) wt + j( t ) ), = ± anbn cos( 2 wt) × sin (( 2n + 1)wt + j( t) ), У результаті на виході n-того 10.n суматору сигналів (вихід пристрою 13.n) формуються сигнали з частотою несучої 2(n +1)+1, тобто ± a nb n(sin(2 wt ) × cos((2n + 1)wt + j(t )) + + cos(2wt ) × sin((2n + 1)wt + j(t ))) = (11) = ±a b sin((2(n + 1) + 1)wt + j(t )). Таким чином, початкова фаза вихідного сигналу щодо вхідного не зміниться, за рівнем вихідний сигнал лише маштабується щодо вхідного, а частота несучого коливання збільшується у три (Фіг.2б), у п'ять разів (Фіг.2 в) до 2(n+1)+1. n n 7 Комп’ютерна в ерстка Н. Лисенко 398318 Підписне Тираж 28 прим. Міністерство осв іт и і науки України Держав ний департамент інтелектуальної в ласності, вул. Урицького, 45, м. Київ , МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислов ої в ласності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601