Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування

Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування, згідно з яким радіовипромінювання приймають двома нерухомими рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, когерентним перетворенням частоти в межах смуги пропускання та підсиленням у двох радіоканалах, які настроюють на задану робочу частоту, причому підсилені радіосигнали перетворюють у цифрову форму та визначають їх комплексні частотні спектри, після чого здійснюють їх зсув по частоті зі смуги проміжної частоти у смугу робочої C2 2 (19) 1 3 95053 Таким чином, суттєвим недоліком способупрототипу є низька швидкодія пеленгування. В основу винаходу поставлено задачу вдосконалення способу цифрового кореляційного радіопеленгування шляхом того, що після зсуву комплексних частотних спектрів радіосигналів по частоті здійснюють інвертування одного з них, потім перемножують відліки однакової частоти прямого та інверсного зсунутих комплексних частотних спектрів, а отриманий добуток спектрів перетворюють шляхом множення аргументів його спектральних складових на коефіцієнти, що обернено пропорційні значенням відповідних відліків частоти, після чого екстремальне значення компенсуючого параметра одного з радіоканалів визначають як аргумент суми комплексних частотних відліків перетвореного добутку спектрів, щоб забезпечити суттєве підвищення швидкодії пеленгування. Поставлена задача вирішується таким чином. Як відомо [2], максимально правдоподібна оцінка екстремального значення компенсуючого параметра одного з радіоканалів, яким є час затримки, визначається згідно з рівнянням правдоподібності, яке для аналізу сигналів в частотній області визначення має вигляд:     dqЛЗ  d  2 B   Re  U1k   U2 k   expjk   k dk   0 , dЛЗ dЛЗ   N    H    при ЛЗ  ЛЗ , де q ЛЗ  - спектральний кореляційний оператор; ЛЗ - значення компенсуючої затримки;   ЛЗ - екстремальне значення компенсуючої затримки; Re(.) - операція визначення дійсної частини комплексного числа; Ul(k), U2(k) - амплітудні спектри прийнятих радіосигналів відповідно першого та другого радіоканалів; Δ(k)=2(k)-1(k) - різницевий фазовий спектр прийнятих радіосигналів; k   k   (1) k  [H; B] - k-те значення колової частоти спектральних складових прийнятих радіосигналів, що лежить в межах смуги частот [H; B] прийнятих радіосигналів; H, B - значення відповідно нижньої та верхньої колової частоти спектральних складових прийнятих радіосигналів; (k)= к·ЛЗ - компенсуючий лінійно-частотний фазовий зсув. Рівняння (1) явного розв'язку не має [2]. Для отримання можливості прямого розв'язку рівняння (1) виконаємо перетворення аргумента спектрального кореляційного оператора: k  k  ЛЗ k     Р  ЛЗ  const , k H k H k H де H/k - дисперсійний частотно залежний множник; H - значення нижньої частоти спектра сигналу. 4 (2) В результаті перетворення рівняння правдоподібності матиме вигляд:      k   H  d  2 B U1k   U2 k    cos  H  ЛЗ  d  0 .      dЛЗ  N k     H    (3) Для рівняння (3) отримано прямий розв'язок відносно компенсуючої затримки ЛЗ:  B   U    U    sin k   H d    k 2 k     1 k  k   1   H  ЛЗ  arctg  B . H  U    U    cos k   H d    k 2 k     1 k  k    H    З рівняння (4) маємо, що для визначення екс тремальної оцінки  ЛЗ , яка буде максимально правдоподібною оцінкою, та відповідного напрямку на джерело радіовипромінювання згідно з винахо (4) дом не потрібно визначати дискретну взаємно кореляційну функцію для усіх можливих значень компенсуючого параметра, який регулюють в одному з радіоканалів. 5 95053 Таким чином, запропонований спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування забезпечує можливість прямого визначення оцінки екстремального значення компенсуючого параметра одного з радіоканалів, а, отже, суттєво підвищити швидкодію пеленгування. Заявлений спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування виконують в такій послідовності. 1. Радіовипромінювання S(t) джерела приймають двома нерухомими, рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, когерентним перетворенням частоти в межах смуги пропускання та підсиленням у двох радіоканалах, які настроюють на задану робочу частоту. 2. Підсилені радіоканалами радіосигнали S1(t) і S2(t) перетворюють в цифрову форму, отримуючи два масиви S1(n) і S2(n) no NS відліків у кожному масиві. Перетворення проводять з періодом ТД дискретизації, який обирають мінімально можливим для заданого значення рівня завадозахищеності з урахуванням ширини спектра сигналу на проміжній частоті в смузі [H.ПЧ; B.ПЧ]. 3. Для двох накопичених масивів S1(n) і S2(n) відліків визначають їх комплексні частотні спектри S1(jПЧ.k) і S2(jПЧ.k), наприклад, за алгоритмом 6 швидкого перетворення Фур'є, і формують у вигляді двох масивів значень амплітудного та фазового спектрів: S1(jПЧ.k)=A1(ПЧ.k)·exp(j1(ПЧ.k)), (5) S2(jПЧ.k)=A2(ПЧ.k)·exp(j2(ПЧ.k)) де A1(ПЧ.k), A2(ПЧ.k) - масиви значень амплітудних спектрів вихідних радіосигналів відповідно першого та другого радіоканалів; 1(ПЧ.k), 2(ПЧ.k) - масиви значень фазових спектрів вихідних сигналів відповідно першого та другого радіоканалів; 2  FД ПЧ.k   k - проміжна частота k-ої NS спектральної складової, k  [0; NS-1], FД - частота дискретизації вихідних сигналів радіоканалів. 4. Здійснюють зсув отриманих спектрів по частоті зі смуги проміжної ПЧ частоти у смугу робочої S частоти шляхом додавання до значень частот ПЧ.k їх спектральних складових значення частотного зсуву зс, що дорівнює різниці між заданою робочою частотою настроювання радіоканалів та проміжною частотою: S1.B(jS.k)=A1(ПЧ.k+ЗС)·exp(jφ1(ПЧ.k+ЗС))=A1(S.k)·exp(jφ1(S.k)) S2.B(jS.k)=A2(ПЧ.k+ЗС)·exp(jφ2(ПЧ.k+ЗС))=A2(S.k)·exp(jφ2(S.k)) 5. Здійснюють інвертування відновленого спектра сигналу Sl.B(jS.k), наприклад, першого радіоканалу: * (7) S1.B j S.k   A 1 S.k   expj1 S.k  . ( 6) 6. Перемножують відповідні відліки однакової частоти отриманих прямого та інверсного зсунутих комплексних частотних спектрів: * S1.B jS.k   S2.B jS.k   A1S.k   A 2 S.k   expjS.k  , (8) дових цього добутку на коефіцієнти KS.k   S.k H S.k , що обернено пропорційні значенням відповідних відліків частоти S.k. В результаті отримують наступні значення перетворе  S.k H  них різниць фаз спектральних складових добутку спектрів: * де: S1.B  jS.k  - комплексно спряжений спектр сигналу першого радіоканалу; Δ(S.k)=2(S.k)-1(S.k) - аргумент спектральних складових добутку прямого та інверсного зсунутих комплексних частотних спектрів. 7. Здійснюють перетворення добутку прямого та інверсного комплексних частотних спектрів шляхом множення аргументів спектральних скла   S.k H   S.k H   KS.k   S.k H   S.k H S.k H  S.k H          S.k H 1   S.k H 1  K S.k    S.k H 1l  S.k H S.k H 1  S.k H    S.k B   S.k B  KS.k   S.k B  S.k H S.k B  S.k H  де kH, kB - відповідно номери частотних складових спектрів сигналів, які відповідають його нижній S.H та верхній S.B граничним частотам спектрів сигналів радіоканалів. (9)  8. Обраховують екстремальне значення  ЛЗ компенсуючої затримки за формулою: 7 95053 8  kB  S.k   A1S.k   A 2 S.k   sin   S.k     S.k  H k k H 1  v ЛЗ  arctg ,  kB  S.kH S.k    A1S.k   A 2 S.k   cos   S.k       k k H S.k H      де v - коефіцієнт корекції неоднозначності для функції arctg l  ; v=0, при cos l   0 ; v=-1,   при cosl   0 ; l      . 9. Визначають оцінку напрямку θ на джерело радіовипромінювання відносно антенної бази:    arccosc   ЛЗ / d . (12) де с - швидкість поширення електромагнітного випромінювання у вільному просторі; Комп’ютерна верстка М. Ломалова  (10)  d - значення антенної бази. Джерела інформації: 1. Патент України на винахід №90619, G01S 5/02. Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування / В.В. Ципоренко. - №а200902874; Заявл. 27.03.2009; Опубл. 11.05.2010. - Бюл. №9. 2. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - 2-е изд; перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982. - 624с. Підписне Тираж 24 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601