Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування та пристрій для його здійснення

1. Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування, у якому радіовипромінювання приймають двома нерухомими, рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням сигналу у дво х радіоканалах, далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх дискретну взаємно кореляційну функцію для усіх можливих значень заданого параметра, який регулюють в одному з радіоканалів, потім визначають його екстремальне значення, яке відповідає максимальному значенню дискретної взаємно кореляційної функції, за визначеним екстремальним значенням заданого параметра, який регулюють в одному з радіоканалів, та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання, який відрізняється тим, що заданим параметром, який регулюють в одному з радіоканалів, є лінійно-частотний фазовий зсув, причому після перетворення сформованих радіосигналів у цифрову форму додатково визначають комплексні частотні спектри цих радіосигналів, потім для усіх C2 2 (19) 1 3 84964 налах, далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх дискретну взаємно кореляційну функцію для усіх можливих значень заданого параметра, який регулюють в одному з радіоканалів, потім визначають його екстремальне значення, яке відповідає максимальному значенню дискретної взаємно кореляційної функції, після чого за визначеним екстремальним значенням параметра, який регулюють в одному з радіоканалів, та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання. Але на відміну від заявленого способу, в спосіб-прототипі в якості заданого параметра, який регулюють в одному з радіоканалів, використовують час затримки прийнятого радіовипромінювання, а також обраховують значення дискретної взаємно кореляційної функції саме часових реалізацій сформованих сигналів. В результаті наявності похибки визначення екстремального значення часу затримки сигналу та необхідності використання високої частоти дискретизації при аналогоцифровому перетворенні виникають такі суттєві недоліки способу-прототипу, як низька точність пеленгування та низька швидкодія. Відомий також цифровий кореляційний радіопеленгатор [2, с. 81], що обраний як прототип пристрою. Пристрій-прототип, як і пристрій-винахід, містить дві нерухомі рознесені у просторі антени, підключені відповідно до входів двох радіоприймачів, ви ходи яких з'єднані відповідно з входами двох аналого-цифрових перетворювачів, та послідовно з'єднані цифровий корелятор, блок визначення максимуму і блок визначення пеленгу. Але на відміну від пристрою-винаходу, в пристрої-прототипі вихід одного аналого-цифрового перетворювача підключений до одного з входів цифрового корелятора через цифрову керовану лінію затримки, а вихід другого аналого-цифрового перетворювача - до іншого входу ци фрового корелятора безпосередньо. Використання цифрової керованої лінії затримки та цифрового корелятора, який обробляє часові реалізації сформованих радіосигналів, призводить до появи значної похибки визначення дійсного значення затримки радіосигналів, що зумовлює низьку точність пеленгування пристрою-прототипу [3]. Використання аналогоцифрових перетворювачів, які формують масиви часових відліків з високою частотою дискретизації, призводить до обробки великих масивів відліків, що зумовлює низьку швидкодію пристроюпрототипу. В основу першого з групи винаходів покладено задачу вдосконалення способу цифрового кореляційного радіопеленгування шляхом того, що заданим параметром, який регулюють в одному з радіоканалів, є лінійно-частотний фазовий зсув, причому після перетворення сформованих радіосигналів у цифрову форму додатково визначають комплексні частотні спектри цих радіосигналів, потім для усіх можливих значень лінійночастотного фазового зсуву здійснюють перетворення одного з комплексних частотних спектрів шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву і визнача 4 ють дискретну взаємно кореляційну функцію перетвореного та неперетвореного комплексних частотних спектрів радіосигналів, далі визначають екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву, яке відповідає максимальному значенню взаємно кореляційної функції комплексних частотних спектрів, після чого за визначеним екстремальним значенням лінійно-частотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання, щоб забезпечити суттєве підвищення точності та швидкодії радіопеленгування. В основу другого із групи винаходів покладено задачу вдосконалення цифрового кореляційного радіопеленгатора шляхом того, що додатково введені два цифрові аналізатори комплексного спектра та блок перетворення комплексного спектра, а цифровий корелятор є цифровим корелятором комплексних спектрів, причому один цифровий аналізатор комплексного спектра підключений між виходом одного аналого-цифрового перетворювача та першим входом цифрового корелятора комплексних спектрів, а другий цифровий аналізатор комплексного спектра підключений між виходом другого аналого-цифрового перетворювача та входом блока перетворення комплексного спектра, виходи якого з'єднані з другими входами цифрового корелятора комплексних спектрів та блока визначення пеленга, щоб забезпечити суттєве підвищення точності та швидкодії радіопеленгатора. Перша поставлена задача вирішується тим, що в способі цифрового кореляційного радіопеленгування використовують комплексний спектральний аналіз сформованих радіосигналів та обробку спектрів радіосигналів з використанням параметрів їх частотних складових - амплітуди та фази, а в якості заданого параметра, що регулюють в одному з радіоканалів, використовують лінійночастотний фазовий зсув. Цим досягається перша мета винаходу - підвищення точності пеленгування. Як відомо [3], залежність спектра S(jwk) сигналу від частоти FД дискретизації визначається наступним співвідношенням: S( jwk ) = S( jwk ± 2p FД × m), (1) де: wк - к-та гармоніка в спектрі S(jwk) сигналу; m = 1,2,3... - довільне ціле число. Рівняння (1) показує, що спектр S(jwk) сигналу повторюється періодично з частотою w = m·2pFД [3]. Тому період ТД дискретизації доцільно вибирати мінімально можливим для заданого значення рівня завадозахищеності за відомою [3] методикою з використанням явища цифрового гетеродинування. В цьому випадку частота FД дискретизації може бути набагато меншою частоти FS сигналу і визначатися тільки шириною його спектра. Така властивість особливо характерна для радіосигналів, для яких співвідношення несучої частоти і ширини спектра перевищує 103-104 разів. Таким чином, використання частотної форми представлення сигналів зумовлює незалежність їх 5 84964 спектра S{jwk) від частоти FД дискретизації і, відповідно, результатів їх кореляційної обробки. В цьому випадку похибка DQ¦max пеленгування визначається вже тільки похибкою dк формування лінійночастотного фазового зсуву, що дорівнює похибці dк = xmax×(2-r) коду його представлення, де г - розрядність коду заданого параметра x, еквівалентного затримці сигналу у часі, який регулюють в одному з радіоканалів в межах {xmi n;xmax}, і від значення періоду ТД дискретизації безпосередньо не залежить. Розрядність сучасних цифрових обчислювачів дорівнює 16¸64 двійкових розрядів, що відповідає відносній похибці dк формування кодів лінійночастотного фазового зсуву в межах 10-4¸10-16. Для запропонованого способу максимальне значення похибки DQ¦ max пеленгування не перевищує: æ c ×x * ö æ c × (x * +dk ) ö DQ¦ max = arccosç ÷ - arccosç ÷, (2) d ø d è è ø де: с - швидкість світла; d* - екстремальне значення параметра d; d - база розміщення радіоканалів. Для способу-прототипу похибка Dt визначення затримки сигналу не перевищує половини періоду ТД дискретизації, а максимальне її значення дорівнює Dtmax = ТД/2. Тому для забезпечення необхідної точності пеленгування необхідно вибирати такий період ТД дискретизації, що не перевищує більше ніж у два рази максимально допустиме значення похибки Dt визначення часу затримки сигналів, прийнятих рознесеними антенами. В результаті для підвищення точності пеленгування необхідно збільшувати частоту FД дискретизації. Для способу-прототипу максимальне значення похибки DQt max пеленгування не перевищує [4]: æc×t ö æ c × (t + Dtmax ) ö DQt max = arccosç ÷ - arccosç ÷, (3) d ø d è è ø де: t - значення затримки сигналу у часі. Порівнюючи вирази DQ¦ max і DQt max, бачимо, що за рахунок того, що ТД>>dк похибка DQ¦ max пеленгування для способу-винаходу набагато менша, ніж похибка DQt max пеленгування для способупрототипу. Приклад. Оцінимо виграш по точності пеленгування для наступних типових умов: d = 3м; с = 3×108м; t = x* =10-9с; r = 16; Т Д = 10-9C. Рішення: d 3 xmax = = = 10 - 8 c; c 3 × 10 8 dk = xmax × (2-r ) = 10-8 / 216 = 10-24 c; Згідно формул (2) та (3) отримуємо відповідно: DQ¦ max = arccos0,1 - arccos0,100015 = 84,261 84,26 » 0,001°, DQt max = arccos0,1 - arccos0,15 = 84,26 - 81,37 » 2,9°, DQ t max 2,9 = = 2,9 × 103 , DQ ¦ max 0,001 що перевищує три порядки Друга мета винаходу - підвищення швидкодії пеленгування - досягається завдяки використанню 6 значно меншої частоти F Д дискретизації при аналого-цифровому перетворенні прийнятих сигналів та, відповідно, меншої кількості відліків масивів сигналів, що обробляють. Виконаємо порівняльний аналіз швидкодії способу-винаходу у порівнянні зі способомпрототипом. Кількість Mof арифметичних операцій, яку необхідно виконати для пеленгування запропонованим способом, оцінюється виразом: Mof = N Q × NS1 + 2 × NCA, (4) де: NQ = p/DQ - кількість можливих значень пеленга; DQ - дискретність визначення пеленга; NS1 = Тa × FД1 - кількість операцій, що виконують при пеленгуванні запропонованим способом; Та - часовий інтервал аналізу радіосигналу; FД1 - частота дискретизації необхідна для запропонованого способу пеленгування; NCA = NS1 · log2 NS1 - кількість операцій, що реалізують спектральний аналіз суміші U(t). Кількість Mot арифметичних операцій, яку необхідно виконати для пеленгування для способупрототипу, оцінюється виразом: Mot = N Q × NS2, (5) де: NS2 = Т a × F Д2 - кількість операцій, що виконують при пеленгуванні способом-прототипом; FД2 = K × FД1 - частота дискретизації, необхідна для способу-прототипу; K - коефіцієнт пропорційності. Оцінимо виграш по швидкодії: Mot NQ × NS 2 NQ × K × NS 1 K = = = . (6) Mof NQ × NS 1 + 2 × NCA NQ × NS1 + 2 × NS1 × log2 NS1 1 + 2 × log2 NS 1 / NQ Аналіз виразу (6) показує, що його значення завжди буде більше одиниці. Приклад. Оцінимо виграш по швидкодії запропонованого способу пеленгування для наступних типових умов: K = 10 3; N Q = 104 ; NS1 = Ta × F Д1 = 0,1×105=104. Рішення. В цьому випадку виграш по швидкодії: Mot 103 103 = = » 103. Mof 1+ 2 × log2 104 / 104 1+ 2 × 14 / 104 Друга поставлена задача вирішується тим, що за допомогою додатково введених в пристрійвинахід дво х цифрови х аналізаторів комплексного спектра, блока перетворення комплексного спектра та цифрового корелятора комплексних спектрів реалізують однозначне визначення напрямку приходу радіовипромінювання. Його виконують шляхом обробки комплексних спектрів сформованих радіосигналів, забезпечуючи незалежність точності пеленгування від частоти FД дискретизації і можливість здійснювати перетворення сформованих радіосигналів у цифрову форму з мінімально допустимою частотою F Д дискретизації. Внаслідок цього забезпечується можливість регулювання заданого параметра в одному з радіоканалів шляхом регулювання лінійно-частотного фазового зсуву і відповідного перетворення комплексного спектра сформованого радіосигналу. В результаті отримують суттєве зменшення похибки визначення екстремального значення заданого параметра, що регулюють в одному з радіоканалів, у порів 7 84964 нянні з пристроєм-прототипом при рівному значенні частоти дискретизації. Цим досягається перша мета винаходу - підвищення точності пеленгування. Завдяки використанню двох цифрових аналізаторів комплексного спектра досягається усунення залежності точності пеленгування від періоду дискретизації радіосигналів, а значить, і суттєве зменшення частоти дискретизації радіосигналів при незмінному часі пеленгування. Завдяки цьому забезпечується суттєве зменшення кількості відліків радіосигналів, які накопичуються та обробляються, отже, і відповідного часу їх обробки без погіршення точності пеленгування,. Цим досягається друга мета винаходу - підвищення швидкодії пеленгування. Суть винаходу пояснюється кресленнями. Перелік креслень: - на Фіг.1 - заявлений цифровий кореляційний радіопеленгатор; - на Фіг.2 - варіант побудови блока перетворення комплексного спектра; - на Фіг.3 - варіант побудови цифрового корелятора комплексних спектрів. Заявлений спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування виконують в такій послідовності. 1. Радіовипромінювання S(t) джерела приймають двома нерухомими, рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням у двох радіоканалах (Це забезпечує необхідні селективність по частоті та чутливість пеленгатора). 2. Сформовані радіосигнали S1(t) і S2(t) перетворюють в цифрову форму та отримують два масива S1(n) і S2(n) по NS відліків в кожному масиві. Перетворення проводять з періодом ТД дискретизації, який вибирають мінімально можливим 8 для заданого значення рівня завадозахищеності. 3. Для двох накопичених масивів S1(n) і S2(n) відліків визначають їх комплексні частотні спектри S1(jwk) і S2(jw k), наприклад, за алгоритмом швидкого перетворення Фур'є, і формують у вигляді двох масивів значень амплітудного А(wк ) та фазового j(wк ) спектрів: S1(jwk) = A1(w k) × e xp(jj1(w k)) (7) S2(jwk) = A2(w k) × e xp(jj2(w k)). 4. Для усіх можливих значень лінійночастотного фазового зсуву j n(wк ) здійснюють перетворення одного з комплексних частотних спектрів, наприклад, другого S2(jwк ), шляхом додавання до його фазочастотної складової j2(wк ) лінійночастотного фазового зсуву jn(wк ): j2n(w k) = j 2(w k) + jn(w k), (8) де: j2n(wк ) - значення фазочастотної складової перетвореного комплексного частотного спектра сигналу; jn(wк ) = wк × x - лінійно-частотний фазовий зсув. При цьому граничні значення заданого параметру x, еквівалентного затримці сигналу у часі, який регулюють в одному з радіоканалів в межах {xmin;xmax} дорівнюють: xmin = -d/c xmax = d/c. В результаті отримують перетворений комплексний частотний спектр S2n(jw k) др угого радіоканалу. 5. Визначають дискретну взаємно кореляційну функцію K12(jwk) неперетвореного комплексного частотного спектра S1(jwk) першого радіосигналу і перетвореного комплексного частотного спектра S2n(jw k) др угого радіосигналу: ìN S - 1 ü ï ï K12 (jwk ) = Reí S* ( jwk ) × S2n ( jwk )ý = 1 ï K =0 ï î þ å ìNS -1 ü ï ï = Reí A 1 (wk ) × A2 (wk ) × exp(- jj1(wk )) × exp[ j(j2n (wk ))]ý = ï K =0 ï î þ å ìNS -1 ü ï ï = Reí A 1 (wk ) × A2 (wk ) × exp[ j(j2 (wk )) - j1(wk ) + jn (wk ))] ý = ï K =0 ï î þ (9) å NS - 1 = å A (w ) × A 1 k 2 (wk ) × cos(j 2(wk ) - j1(wk ) + j n(wk )) K =0 Дискретну взаємно кореляційну функцію K12(jw k) визначають для усіх можливих значень заданого параметра x та знаходять її максимальне значення і відповідне йому екстремальне значення x* цього параметра. 6. По знайденому екстремальному значенню параметра x* визначають напрямок на джерело радіовипромінювання відносно антенної бази: æc×x*ö Q = arccosç ÷, è d ø де Q - к ут між лініями антенної бази радіоканалів і напрямком на джерело радіовипромінювання, що відраховують в напрямку проти ходу годинникової стрілки. Для реалізації запропонованого способу застосовують описаний нижче пристрій. Як показано на Фіг.1, заявлений цифровий кореляційний радіопеленгатор містить дві нерухомі рознесені у просторі антени (А) 1, 2, два радіоприймача (Прм) 3, 4, два аналого-цифрових перетворювача (АЦП) 5, 6, два цифрових аналізатора 7, 8 комплексного спектра (ЦАКС), цифровий корелятор 9 комплексних спектрів (ЦККС), блок 10 перетворення комплексного спектра (БПКС), блок 11 визначення максимуму (БВМ), блок 12 визначення пеленгу (БВП). Антени А 1, 2 підключені відповідно до входів 9 84964 двох радіоприймачів 3, 4. їх ви ходи з'єднані відповідно з входами двох АЦП 5, 6. Один ЦАКС 7 підключений між виходом одного АЦП 5 та першим входом ЦККС 9. Другий ЦАКС 8 підключений між виходом другого АЦП 6 та входом БПКС 10. БВМ 11 підключений між ЦККС 9 та БВП 12. Виходи БПКС 10 з'єднані з другими входами ЦККС 9 та БВП 12 відповідно. Цифровий кореляційний радіопеленгатор працює таким чином. Радіовипромінювання S1(t) джерела приймаються одночасно двома нерухомими рознесеними у просторі антенами А 1 та 2. Сформовані ними радіосигнали S1(t) і S2(t) поступають на входи радіоприймачів 3, 4, де вони попередньо селектуються за частотою, підсилюються та при необхідності перетворюються по частоті. Вихідні сигнали радіоприймачів 3, 4 подаються на відповідні входи АЦП 5, 6, де вони перетворюються у цифрову форму. Далі сигнали поступають на відповідні входи ЦАКС 7, 8, які формують на виході результат аналізу у вигляді сукупності амплітудно-частотної та фазочастотної складових. Спектр, сформований в ЦАКС 8, перетворюється в БПКС 10 (Фіг.2), і подається на другий вхід ЦККС 9 (Фіг.3), на перший вхід якого подається спектр першого сигналу з НАС 7. 10 ЦККС 9 визначає дискретну взаємно кореляційну функцію спектрів сигналів, значення якої аналізується БВМ 11. Потім робота пристрою повторюється циклічно вище зазначеним чином. При цьому в кожному циклі здійснюється відповідне перетворення комплексного спектра сигналу, що прийнятий антеною А 2. Після виконання усіх циклів аналізу БВМ 11 формує на виході екстремальне значення параметра перетворення спектра, що відповідає максимальному значенню дискретної взаємно кореляційної функції спектрів. За результатами аналізу, що отримані в БВМ 11, в БВП 12 визначається напрямок на джерело випромінювання, який видається на вихід радіопеленгатора. Джерела інформації 1. Вартанесян В.А. Радиопеленгация. - M.: Издательство Министерства Обороны СССР, 1966. 2. Винокуров В.И. Ваккер P.А. Вопросы обработки сложных сигналов в корреляционных системах. M.: Советское радио, 1972. - 216 с. 3. Обробка сигналів: Підручник / В.П. Бабак, B.C. Хандецький, E. Шрюфер. - К.: Либідь, 1996. 392 с. 4. Сайбель А.Г. Основы радиолокации. M.: Советское радио, 1961. - 384 с. 11 Комп’ютерна в ерстка А. Крулевський 84964 Підписне 12 Тираж 28 прим. Міністерство осв іт и і науки України Держав ний департамент інтелектуальної в ласності, вул. Урицького, 45, м. Київ , МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислов ої в ласності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601