Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування

Реферат: Галузь застосування: радіоелектроніка, може бути використаний в радіоелектронних засобах різного призначення, зокрема в радіонавігації, радіолокації, радіоастрономії, радіомоніторингу. Радіовипромінювання приймають двома нерухомими рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням у двох радіоканалах. Далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх комплексні частотні спектри. Після цього здійснюють інвертування одного з комплексних частотних спектрів. Далі перемножують відліки однакової частоти прямого та інверсного комплексних частотних спектрів, отримуючи добуток комплексних частотних спектрів, який потім перетворюють шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву. Потім виділяють масив дійсних частотних складових перетвореного добутку комплексних частотних спектрів. Потім визначають аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масива дійсних частотних складових, частота якої відповідає крутизні лінійно-частотного фазового зсуву. Після цього екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву визначають як аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масива дійсних частотних складових. За визначеним екстремальним значенням лінійночастотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання. Технічний результат: підвищення швидкодії пеленгування. UA 102965 C2 (12) UA 102965 C2 UA 102965 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 Винахід належить до галузі радіоелектроніки і може бути використаний в радіоелектронних засобах різного призначення, зокрема в радіонавігації, радіолокації, радіоастрономії, радіомоніторингу. Відомий спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування [1], що вибраний як прототип винаходу. В способі-прототипі, як і в заявленому способі, радіовипромінювання приймають двома нерухомими рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням у двох радіоканалах, далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх комплексні частотні спектри, здійснюють перетворення комплексного частотного спектра шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву, визначають екстремальне значення лінійночастотного фазового зсуву, яке відповідає максимальному значенню взаємно кореляційної функції, після чого за визначеним екстремальним значенням лінійно-частотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання. Але на відміну від заявленого способу, в способі - найближчому аналозі для визначення екстремального значення лінійно-частотного фазового зсуву, який регулюють в одному з радіоканалів, визначають дискретну взаємно кореляційну функцію для усіх можливих його значень, кількість яких для забезпечення типового кроку за пеленгом 0,1 складає 3600. В результаті цього швидкодія пеленгування буде низькою. Таким чином, суттєвим недоліком способу-прототипу є низька швидкодія пеленгування. В основу винаходу поставлено задачу вдосконалення способу цифрового кореляційного радіопеленгування, згідно з яким радіовипромінювання приймають двома нерухомими рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням у двох радіоканалах, далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх комплексні частотні спектри, здійснюють перетворення комплексного частотного спектра шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійночастотного фазового зсуву, визначають екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву, яке відповідає максимальному значенню взаємно кореляційної функції, після чого за визначеним екстремальним значенням лінійно-частотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання, шляхом того, що після визначення комплексних частотних спектрів перетворених у цифрову форму радіосигналів здійснюють інвертування одного з них, потім перемножують відліки однакової частоти прямого та інверсного комплексних частотних спектрів, отримуючи добуток комплексних частотних спектрів, який потім перетворюють шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву і виділяють масив його дійсних частотних складових, потім визначають аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масиву дійсних частотних складових, частота якої відповідає крутизні лінійночастотного фазового зсуву, після чого екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву визначають як аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масиву дійсних частотних складових, щоб забезпечити підвищення швидкодії пеленгування. Поставлена задача вирішується таким чином. Як відомо [2], максимально правдоподібна оцінка екстремального значення лінійночастотного фазового зсуву визначається згідно з рівнянням правдоподібності, яке для аналізу сигналів у частотній області визначення має вигляд:    d  2 в   Re   U1()  U2 ()  exp( j( ()  ()))d  0,  N  d  Н    (1) де ()    ЛЗ - компенсуючий лінійно-частотний фазовий зсув;   Н;В  - значення колової частоти спектральних складових прийнятих радіосигналів, що 50 лежить у межах смуги частот Н;В  прийнятих радіосигналів; Н;В - значення нижньої та верхньої колової частоти спектральних складових прийнятих радіосигналів відповідно;  ЛЗ - значення крутизни компенсуючого лінійно-частотного фазового зсуву; Re - операція визначення дійсної частини комплексного числа; N - спектральна густина потужності шуму; 1 UA 102965 C2 U1(), U2 () - амплітудні спектри прийнятих радіосигналів першого та другого радіоканалів відповідно; ()  2 ()  1() 5 - різницевий фазовий спектр прийнятих радіосигналів. Рівняння (1) явного розв'язку не має [2]. Для отримання можливості прямого розв'язку рівняння (1) виконаємо перетворення діапазону частот аналізу і параметра, що аналізується:            / 2 Re U    d 2 1 сер  U2   сер  exp j    сер     сер d0  N  cos  0 d    / 2   де 0   0,     (2) - значення різницевого фазового спектра прийнятих радіосигналів на середній частоті їх спектра сер  (Н  В ) / 2. Для рівняння (2) отримано прямий розв'язок відносно 0 :   / 2   U1  U2   cos    сер     сер  sind    / , 0  arctg   22   /   U1  U2   cos    сер     сер  cosd      (3)    / 2    В  Н      10        де - значення ширини спектра прийнятих радіосигналів.  За знайденим значенням 0 визначаємо екстремальне значення  лінійно-частотного фазового зсуву:    0   / сер . 15 20 25 (4) Аналіз рівняння (4) показує, що екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву одного з радіоканалів визначають безпошуково - за один цикл визначення дискретної взаємно кореляційної функції. Таким чином, запропонований спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування забезпечує підвищення швидкодії пеленгування до 3-х порядків для типового кроку за пеленгом 0,1°. Заявлений спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування виконують у такій послідовності. 1. Радіовипромінювання St  джерела приймають двома нерухомими, рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти в межах смуги пропускання та підсиленням у двох радіоканалах. 2. Підсилені радіосигнали  і S2 t перетворюють у цифрову форму, отримуючи два S1t  масиви S1n і S2 n по N s відліків у кожному масиві. Перетворення проводять з періодом Д дискретизації, який вибирають мінімально можливим для заданого значення рівня завадозахищеності з урахуванням ширини спектра сигналу на проміжній частоті у смузі Т 30 ПЧ.Н; ПЧ.В .   3. Для двох накопичених масивів S1 n і S2 n відліків визначають їх комплексні частотні S  j  S  j  спектри 1 ПЧ.k і 2 ПЧ.k , наприклад, за алгоритмом швидкого перетворення Фур'є, і формують у вигляді двох масивів значень амплітудного та фазового спектрів: S1jПЧ.k   A1ПЧ.k   expj1ПЧ.k  35 , S2 jПЧ.k   A 2 ПЧ.k   expj2 ПЧ.k  A1ПЧ.k  A2 ПЧ.k  (5) де , - масиви значень амплітудних спектрів вихідних радіосигналів першого та другого радіоканалів відповідно; 1ПЧ.k  2 ПЧ.k  , - масиви значень фазових спектрів вихідних сигналів першого та другого радіоканалів відповідно; ПЧ.k  40 FД 2  FД NS k - проміжна частота k-ої спектральної складової, - частота дискретизації вихідних сигналів радіоканалів. 2 k  0; NS  1 ; UA 102965 C2 4. Здійснюють інвертування спектра сигналу S1jПЧ.k  , наприклад, першого радіоканалу: * S1 jПЧ.k   A1ПЧ.k   exp j1ПЧ.k  . (6) 5. Перемножують відліки однакової частоти прямого та інверсного комплексних частотних спектрів, отримуючи добуток P комплексних частотних спектрів: 5 * P  S1 jПЧ.k   S2 jПЧ.k   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   expjПЧ.k  де * S1 jПЧ.k  , (7) - комплексно спряжений спектр сигналу першого радіоканалу; ПЧ.k   2 ПЧ.k   1ПЧ.k  - аргумент спектральних складових добутку прямого та інверсного комплексних частотних спектрів. 6. Здійснюють перетворення добутку P комплексних частотних спектрів шляхом додавання 10 до його фазочастотної складової ПЧ.k  лінійно-частотного фазового зсуву ПЧ.k  : * P /  S1 jПЧ.k   S2 jПЧ.k   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   expjПЧ.k   ПЧ.k  , (8) / де P - перетворений добуток комплексних частотних спектрів; ПЧ.k   ЛЗ  ПЧ.k  ЛЗ 15 Nf ; - крутизна лінійно-частотного фазового зсуву, яка дорівнює, наприклад, 2  Nf / 4   ; - кількість відліків добутку P комплексних частотних спектрів. / 7. З перетвореного добутку P комплексних частотних спектрів виділяють масив M його дійсних частотних складових, кількість яких дорівнює N f : M  ReA1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   expjПЧ.k   ПЧ.k    A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   cosПЧ.k   ПЧ.k  . (9) 0 20 8. Визначають аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масиву дійсних частотних складових, частота якої відповідає крутизні лінійно-частотного фазового зсуву: 0   kВ   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   cosПЧ.k   ПЧ.k   W ПЧ.k   sinПЧ.k     k k   arctg k Н  В   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   cosПЧ.k   ПЧ.k   W ПЧ.k   cosПЧ.k        k k Н     kВ   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   cosПЧ.k   ПЧ.k   W ПЧ.k   sink   / 2    k k   arctg k Н  В   A1ПЧ.k   A 2 ПЧ.k   cosПЧ.k   ПЧ.k   W ПЧ.k   cosk   / 2     k k Н      при де 25   2  Nf / 4   kН, kВ та верхній , - номери частотних складових спектрів сигналів, які відповідають його нижній ПЧ.Н ПЧ.В WПЧ.k  (10) граничним частотам відповідно; - вагова функція, яка дорівнює одиниці при використанні прямокутного "вікна". 9. Визначають екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву формулою:    0   / сер 30 за . (11) 10. За визначеним екстремальним значенням лінійно-частотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок  на джерело радіовипромінювання відносно антенної бази:   . (12)   arccos c  0 / сер  d 35   де с - швидкість поширення електромагнітного випромінювання у вільному просторі; d - значення антенної бази. Джерела інформації: 3 UA 102965 C2 5 1. Патент України на винахід № 84964, G 01 S 3/02. Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування та пристрій для його здійснення / В.В. Ципоренко, В.Г. Ципоренко. - № а200702605; Заявл. 12.03.2007; Опубл. 10.12.2008, - Бюл. №23. 2. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника.-2-е изд., перераб. и доп. - М.: Радио и связь, 1982.-624 с. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 10 15 20 25 Спосіб цифрового кореляційного радіопеленгування, згідно з яким радіовипромінювання приймають двома нерухомими рознесеними у просторі антенами з подальшою попередньою селекцією, перетворенням частоти та підсиленням у двох радіоканалах, далі перетворюють сформовані радіосигнали у цифрову форму та визначають їх комплексні частотні спектри, здійснюють перетворення комплексного частотного спектра шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву, визначають екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву, яке відповідає максимальному значенню взаємно кореляційної функції, після чого за визначеним екстремальним значенням лінійно-частотного фазового зсуву та з урахуванням просторового розміщення антен визначають напрямок на джерело радіовипромінювання, який відрізняється тим, що після визначення комплексних частотних спектрів перетворених у цифрову форму радіосигналів здійснюють інвертування одного з них, потім перемножують відліки однакової частоти прямого та інверсного комплексних частотних спектрів, отримуючи добуток комплексних частотних спектрів, який потім перетворюють шляхом додавання до його фазочастотної складової лінійно-частотного фазового зсуву і виділяють масив його дійсних частотних складових, потім визначають аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масива дійсних частотних складових, частота якої відповідає крутизні лінійно-частотного фазового зсуву, після чого екстремальне значення лінійно-частотного фазового зсуву визначають як аргумент комплексної амплітуди складової спектра виділеного масива дійсних частотних складових. Комп’ютерна верстка Л. Бурлак Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 4