Синтезатор частот

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в радиоприемных, радиопередающих устройствах, измерительной технике. Известен синтезатор частот [1], содержащий цифровой накопитель фазы, выход которого через постоянное запоминающее устройство (ПЗУ) подключен к входам двух ци фроаналоговых преобразователей (ЦАП), выходы которых соединены с входами коммутатора. На управляющий вход коммутатора подается случайный управляющий сигнал с выхода генератора случайных импульсов, а выходной сигнал коммутатора пропускается через фильтр нижних частот (ФНЧ). Описанный синтезатор имеет высокий уровень паразитных составляющих спектра (ПСС) выходного сигнала вследствие зависимости этого уровня от фазы формируемого колебания (в случаях, когда не все отсчеты сигнала, принимают участие в формировании, т.е. при формировании некоторых частот). В качестве прототипа выбран генератор частоты [2], использующий синтезаторы частот, управляемые кодом, содержащий два одинаковых канала формирования, подключенных к первому и второму входу блока объединения, причем каждый канал содержит последовательно соединенные регистр, синтезатор частот, управляемый кодом, смеситель, полосовой фильтр, а также генератор тактовых импульсов, выход которого подключен к входу синхронизации синтезатора частот, управляемого кодом, и к входу умножителя частоты, выход которого подключен ко второму входу смесителя. При этом частоты выходных сигналов генераторов тактовых импульсов двух каналов различны. Блок объединения содержит последовательно соединенные первый смеситель и первый полосовой фильтр, выход которого является выходом блока объединения и выходом устройства, а также второй смеситель, второй полосовой фильтр и умножитель частоты, вход которого является третьим входом блока объединения и подключен к выходу умножителя частоты второго канала формирования. Выход умножителя частоты блока объединения подключен ко второму входу второго смесителя блока объединения, первый вход которого является вторым входом блока объединения. Выход второго смесителя блока объединения через второй полосовой фильтр подключен ко второму входу первого смесителя. Описанный генератор также имеет высокий уровень ПСС выходного сигнала вследствие зависимости этого уровня от фазы формируемого колебания (для таких частот, когда не все возможные отсчеты или фазы сигнала принимают участие в формировании). В данном устройстве, таким образом, также не учитывается возможная зависимость уровня ПСС от формируемой частоты. Используя такую зависимость можно оптимизировать спектр выходного сигнала для некоторых вы ходных часто т. В основу изобретения поставлена задача усовершенствования синтезатора частот путем ввода двух каналов формирования сигнала с частотным сдвигом либо частотной модуляцией и последующей их компенсацией, чем обеспечивается пониженный уровень дискретных ПСС, и за счет это го появляется возможность уменьшить габариты и вес синтезаторов частот с повышенными требованиями к электромагнитной совместимости (поскольку такие синтезаторы теперь можно строить в большей степени на основе чисто цифровых синтезаторов, которые легче выполнить в виде интегральных схем). Поставленная задача решается тем, что в синтезатор частот, содержащий блок формирования тока несущей частоты, регистр сдвига, первый и второй управляемые кодом синтезаторы частот, блок преобразования частоты, который состоит из последовательно соединенных первого смесителя, первого полосового фильтра, второго смесителя и второго полосового фильтра, выход которого является выходом синтезатора частот, при этом второй вход второго смесителя и первый вход первого смесителя являются соответственно первым и вторым входами блока преобразования частоты, а второй вход первого смесителя является третьим входом блока преобразования частоты и высокочастотным входом синтезатора частот, согласно изобретению, введены первый и второй сумматоры кодов и формирователь кодов, информационный вход которого соединен с информационным входом регистра сдвига и подключен к выходу блока формирования кода несущей частоты, при этом выход регистра сдвига соединен с первым входом первого сумматора кодов, выход которого подключен к информационному входу первого управляемого кодом синтезатора частоты, второй вход первого сумматора кодов соединен со вторым входом второго сумматора кодов и подключен к выходу формирователя кодов, выходы первого и второго управляемых кодом синтезаторов частот соединены соответственно с первым и вторым входами блока преобразования частоты, первый вход второго сумматора кодов является кодовым управляющим входом синтезатора частот, входы синхронизации блока формирования кода несущей частоты, регистра сдвига, формирователя кодов, первого и второго управляемых кодом синтезаторов частот являются входами тактовой частоты синтезатора частот. Кроме этого, согласно изобретению, формирователь кодов выполнен в виде последовательно соединенных блока постоянного запоминания и регистра сдвига, вход син хронизации которого является входом тактовой частоты формирователя кодов, при этом вход блока постоя иного запоминания и выход регистра сдвига являются соответственно информационным входом и выходом формирователя кодов. Кроме этого, согласно изобретению, формирователь кодов содержит последовательно соединенные блок постоянного запоминания и триггер, а также последовательно соединенные делитель частоты и счетчик, вход обнуления которого соединен с выходом второго разряда блока постоянного запоминания, при этом адресный вход блока постоянного запоминания является информационным входом формирователя кодов, кодовый выход счетчика и выход триггера являются выходом формирователя кодов, вход делителя частоты соединен с входом синхронизации триггера и является входом синхронизации формирователя кодов. Таким образом, с помощью формирователя кодов и двух сумматоров кодов для каждой выходной частоты в оба канала формирования вводится частотный сдвиг или часто тная модуляция, которые взаимно компенсируются в блоке преобразования частоты. Однако частотные добавки позволяют выбрать наиболее оптимальный спектр выходного сигнала или "распылить" дискретный спектр для определенных выходных частот. В известных устройствах [1, 2] не используется зависимость уровня ПСС от значения выходной частоты. В предлагаемом же устройстве эта зависимость используется для "усреднения'' паразитного спектра благодаря введению частотных добавок в каналы формирования сигналов. Причем эти добавки могут зависеть от значения выходной частоты. На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема синтезатора частот, на фиг. 2, фиг. 3 - варианты выполнения формирователя кодов. Синтезатор частот (фиг. 1) содержит блок формирований кода 1 несущей частоты (БФКНЧ), регистр 2 сдвига (PC), формирователь кодов (ФК) 3. первый и второй сумматоры кодов (СК) 4, 5, первый и второй управляемые кодом синтезаторы частот (УКСЧ) 6, 7, блок преобразования частоты (БПЧ) 8, который содержит второй и первый смесители (С) 9,10, второй и первый полосовые фильтры (ПФ) 11, 12. Формирователь кодов 3 согласно фиг. 2 содержит блок постоянного запоминания (БПЗ) 13 и регистр 14 сдвига (PC). Формирователь кодов по фиг. 3 содержит БПЗ 15, делитель частоты (ДЧ) 16, счетчик (СТ) 17, триггер (Т) 18. Синтезатор частот работает следующим образом. Для первого и второго УКСЧ входные коды однозначно определяют частоты выходных сигналов соответственно f1 f2. Оба УКСЧ имеют одинаковый шаг по частоте и на них поступает одна опорная (тактовая) частота fт. Кроме этого, особенностью выполнения УКСЧ 6, 7 является то, что при работе в некоторой полосе частот уровень максимальных дискретных паразитных составляющих спектра (ПСС), попадающих в эту полосу, существенно зависит от значения частоты, а значит и от входного кода. Перечисленные особенности характерны для прямых цифровых синтезаторов частот (ПЦСЧ) как двухуровневых, так и многоуровневых. В первом случае этот блок может содержать цифровой накапливающий сумматор, сигнал переполнения которого пропускается через фильтр нижних частот (ФНЧ) (на чертеже не показано). Во втором случае УКСЧ может состоять из последовательно соединенных цифрового накапливающего сумматора, преобразователя кодов "фаза-отсчет", цифроаналогового преобразователя (ЦАП) и ФНЧ (на чертеже не показано). Для таких УКСЧ выходной сигнал имеет частоту: К × fт f= Q где К - входной код частоты, fт - тактовая частота накопления кода К в цифровом накопителе, Q - емкость накопителя. Спектр выходного сигнала содержит дискретные ПСС, которые занимают широкую полосу частот и о тстоят друг о т др уга на расстоянии: fт fп = N Здесь число N определяется из соотношения: К M = Q N где М и N - взаимно простые числа, т.е. их наибольший общий делитель равен единице. При таких значениях частоты сигнала ПЦСЧ (которые соответствуют определенным значениям числа К), когда число N относительно мало, в заданную полосу рабочих частот буде т попадать небольшое число паразитных составляющих (так как при этом расстояние между ними -fп велико). В таком случае возможны значительные уровни таких ПСС из-за концентрации спектра функций ошибки формирования на этих частота х. Функция ошибки формирования представляет собой разность: Uоф(t ) = Uф(t ) - Uи(t ) , где Uф(t ) - сигнал, формируемый ПЦСЧ, Uи(t ) - идеальный требуемый сигнал. Кроме того, при малых значениях N и при К, близких к максимальному Кmах, может наблюдаться значительная зависимость уровня ЛСС от фазы колебаний. В частности, для многоуровневого ПЦСЧ это обусловлено тем, что при формировании сигнала в этом случае берется небольшое количество отсчетов из относительно большого возможного их числа. Остальные отсчеты при этом не участвуют в формировании. Но поскольку в реальных ЦАП существуе т зависимость процесса установления выходного напряжения от входного кода (динамическая нелинейность или "глитчи"), а также статическая нелинейность, то в зависимости от набора конкретных отсчетов, соответствующих той или иной фазе, будет значительно меняться функция Uоф(t ) , а значит и уровни ПСС. В тех же случаях, когда значение N велико, в заданную полосу рабочих частот попадает уже болыиее число дискретных паразитных составляющих (так как при этом расстояние между ними - fп станет меньше). Зато уровень этих составляющи х может уменьшиться, поскольку усредненная мощность функции ошибки Uоф(t ) (учитывающая все отсчеты) при этом неизменна. Спектр этой функции как бы "расплывается”. Вследствие того, что период функции ошибки формирования Tп=1/fп становится в таком случае большим и в процессе формирования принимают участие все или почти все возможные отсчеты колебания (для многоуровневого ПЦСЧ), спектр ПСС усредняется и снижается зависимость его уровня от фазы колебания. Таким образом, для УКСЧ можно варьировать уроаень дискретных ПСС, изменяя значение частоты выходного сигнала. Рассмотрим работу устройства (фиг. 1) для первого варианта выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 2). С выхода блока формирования кода несущей часто ты 1, который синхронизируется тактовой частотой fт, код несущей часто ты К1 поступает на информационные входы регистра 2 и формирователя кодов 3. Сигнал с частотой fт подается на входы синхронизации блока формирования кода 1, регистра 2, формирователя кодов 3. Это необходимо для того, чтобы коды на всех входах сумматоров кодов 4 и 5 появлялись одновременно (при смене значения К1). С выхода регистра 2 код К1 поступает на первый вход сумматора кодов 4. Диапазон изменения кода К1 (от K1min до K1max) определяет полосу рабочих частот синтезатора частот. На первый вход сумматора кодов 5 подается код К2. По первому варианту выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 2) код К1 подается на адресный вход БПЗ 13. который является информационным входом формирователя кодов 3. С выхода БПЗ 13 код КО поступает на информационный вход регистра 14, в который этот код записывается при помощи импульсов тактовой частоты fт. С вы хода регистра 14 код КО подается на вторые входы сумматоров кодов 4 и 5. Сумматоры кодов 4 и 5 идентичны и осуществляют алгебраическое сложение кодов, поданных на их входы. Таким образом, на выходе сумматора кодов 4 формируется код, равный К1+КО. Этот код поступает на информационный вход УКСЧ 6. На выходе сумматора кодов 5 формируется код, равный K2+KО. Этот код поступает на информационный вход УКСЧ 7. На входы синхронизации УКСЧ 6 и 7 подаются импульсы с частотой fт. В результате, на входе УКСЧ 6 формируется сигнал с частотой: Числа, выраженные кодами К1 и К2 -положительные, а число, выраженное кодом КО - со знаком, т.е. КО, может быть как положительным, так и отрицательным (чтобы не расширять диапазон частот УКСЧ 6). Кроме этого, КО может равняться нулю. В общем случае каждому значению К1 соответствуе т определенное КО. При этом диапазон изменения КО может быть меньше диапазона изменения К1. Таким образом, на первый и второй входы блока преобразования частоты 8 поступают сигналы частотой f1 и f2 с вы ходов УКСЧ 6 и 7 соотве тственно. На третий вход блока преобразования частоты 8 поступает сигнал частотой f3. Сигналы с частотами f2 и f3 смешиваются в первом смесителе 10, и на выходе первого полосового фильтра 12 выделяется сигнал разностной частоты f3--f2. Этот сигнал в свою очередь смешивается с сигналом частоты f1 во втором смесителе 9 и на выходе второго ПФ 11, который является выходом устройства, выделяется сигнал суммарной частоты (f3-F2)+f1. При этом частота выходного сигнала: которые вводятся в оба канала синтезатора частот, взаимно компенсируются. Однако добавки позволяют снизить уровень дискретных ПСС для некоторых частот fв (для которых эти уровни могут быть значительными). Для таких частот (и соответствующи х значений К1) подбираются такие FO (а значит и КО), чтобы у си гналов на выходах УКСЧ 6 и 7 с частотами f1 и f2 уровни дискретных ПСС были ниже уровня ПСС при FO=0. Но при этом возможны и ситуации, когда уровень ПСС будет минимальным при FО=0. Тогда необходимо, чтобы КО=0. В частности, для ПЦСЧ с целью снижения уровня дискретных ПСС у сигналов с частотами f1 и f2 необходимо выбирать такие КО для каждого К1, чтобы величины N1 и N2 были достаточно большими. Здесь N1 и N2 определяются из соотношений: где М1 и N1. а также М2 и N2 - взаимно простые числа. При этом возможны случаи, когда К1 и К2 кратны величине Q(М1=М2=1) при КО=0. Тогда в выходном сигняле и качестве ПСС присутствуют только гармоники. Если в рабочую полосу частот такие гармоники не попадают (они фильтруются), то в этом случае при КО=0 дискретные ПСС отсутствуют (в случае качественной фильтрации). В этом случае выбирается КО=0. В общем случае для оптимального выбора значений КО можно экспериментально измерить уровни ПСС, попадающие в рабочую полосу частот УКСЧ 6 и 7, в зависимости от входных кодов. На основании таких данных можно составить таблицу выбора КО в зависимости от значения K1. Эта таблица и записывается в БПЗ 13 в виде функциональной зависимости КО(К1). При этом для обращения к адресам БПЗ 13 не обязательно использовать все разряды кода К1. Например, если младшие разряды этого кода несущественно влияют на уровень ПСС, то их можно не учитывать и использовать для обращения к адресам БПЗ 13 только старшие разряды К1. Рассмотрим теперь работу устройства (фиг. 1) для второго варианта выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 3). Синтезатор частот в этом случае работает так же, как и для первого варианта выполнения формирователя кодов 3. Отличие состоит в том, что в первом варианте для каждого К1 значение кода КО - постоянное, т.е. KО=const, а во втором варианте для каждого К1 код КО является периодической линейно-ступенчатой функцией времени, т.е. где а - коэффициент, определяющий крутизну и знак сканирования кода КО, Тc - период сканирования КО, n=0, 1, 2, 3,... - номер периода сканирования. Линейно изменяющийся во времени код KO(t) формируется на выходе счетчика 17 (фиг. 3), на счетный вход которого поступают импульсы с выхода делителя частоты 16. С приходом каждого импульса выходной код счетчика 17 изменяется. Импульсы тактовой частоты fт подаются на вход делителя частоты 16 и вход синхронизации триггера 18. Коэффициент деления частоты fe делителя частоты 16 определяет крутизну сканирования кода КО - величину а . Код частоты К1 поступает на адресный вход БПЗ 15, на вы ходе которого имеются всего два разряда. Первый разряд - знаковый, определяющий знак КО, а второй - разряд обнуления кода КО. Разряд обнуления поступает на вход обнуления счетчика 17, а разряд знака через триггер 18 (D-триггер), тактируемый импульсами частоты fт, поступает на выход формирователя кодов 3. Критерий выбора КO=0 (обнуление счетчика 17) здесь такой же как и для первого варианта выполнения формирователя кодов 3 - возможная минимизация уровня ПСС для отдельных частот. Т.е. на таких отдельных частотах введение частотных добавок FO = 0 в каналы может только / увеличить уровень дискретных ПСС по сравнению с тем случаем, когда FO=0. Сканирование кода KO(t) приводит к линейно-ступенчатому изменению частоты FO(t), а значит к линейной частотной модуляции (ЛЧМ) сигналов на выхода х УКСЧ 6 и 7. Такая модуляция частоты взаимно компенсируется из-за использования двух каналов, частоты которых вычитаются. Однако ЛЧМ приводит к тому, что дискретные составляющие спектра УКСЧ "расплываются" в широкой полосе частот и, соответственно, уровень таких дискретных ПСС снижается. Для ПЦСЧ режим ЛЧМ увеличивает период функции ошибки формирования Uоф(t ) , что и приводит к усреднению спектра этой Функции и расширению его полосы частот. При этом спектр функции Uоф(t ) в рабочей полосе (спектр ПСС) состоит из большего числа составляющих, которые расположены близко друг от друга на оси частот. Суммарная мощность этих составляющи х распределяется на значительное их число, и поэтому интенсивность каждой из побочных составляющих в этом случае минимальна, т.е. результат в общем такой же, как и в первом варианте выполнения формирователя кодов 3. При этом в формируемый сигнал не вводится дополнительная случайная модуляция, которая может увеличивать спектральную плотность "распыленных" ПСС. В случае, если нет необходимости менять знак КО и обнулять его (КO=0), тово втором варианте выполнения формирователя кодов 3 (фиг. 3) отпадает необходимость в БПЗ 15 и триггере 18. БПЗ 15 во втором варианте (фиг. 3) имеет меньшую информационную емкость (или вообще отсутствует), чем БПЗ 13 в первом варианте (фиг. 2). Однако использование второго варианта имеет смысл только для таких УКСЧ, у которых отсутствуют неопределенные скачки фазы при переключении частоты (чтобы не возникала паразитная фазовая модуляция в выходном сигнале). В данном случае можно использовать ПЦСЧ, которые имеют непрерывность фазы при переключении частоты. Для первого варианта формирователя кодов 3 вышеназванное ограничение к УКСЧ отсутствует. Следует отметить, что формирователь кодов 3 в общем случае может формировать не только линейную зависимость KO(t), но и любую другую функцию KO(t). Кроме этого, полосовой фильтр 12 можно настраивать на суммарную частоту входных сигналов смесителя 10. Тогда для компенсации FO необходимо, чтобы один из сумматоров кода 4, 5 работал в режиме суммирования, а другой - в режиме вычитания. При этом Fв=(F3+F2)=F1. В этом случае блок преобразования частоты 8 может содержать только один смеситель 9 и полосовой фильтр 11, а сигнал частоты f2 будет поступать на первый вход смесителя 9. Тогда f3=0.