Спосіб лінеаризації настроювальних характеристик частотних та фазових модуляторів

Спосіб лінеаризації частотних настроювальних характеристик частотних модуляторів та фазових настроювальних характеристик фазових модуляторів методом внесення передспотворень в модулюючу функцію, який відрізняється тим, що знаходження часової відкорегованої модулюючої функції, яка відтворюється пристроєм формування модулюючої напруги, здійснюється обчислювальним пристроєм шляхом послідовних обчислень за алгоритмом: обернення реальної точкової попередньо знятої та ідеальної, заданої рівнянням прямої, настроювальних характеристик, інтерполяція першої степеневим поліномом Лагранжа з послідовним обчисленням різницевої функції між ідеальною та інтерпольованою оберненими характеристиками, знаходженням функціональної залежності поправкової напруги від частоти (фази), обчисленням функції поправкової напруги в залежності від амплітуди напруги модуляції', розрахунком часової корегуючої' функції напруги відповідно до заданого закону модуляції (вихідної модулюючої функції), знаходженням відкорегованої модулюючої функції шляхом додавання знайденої корегуючої функції напруги до вихідної некорегованої модулюючої' функції. Запропонована корисна модель відноситься до галузі радіотехніки І може бути використана в системах аналогової передачі даних, багатоканальній телефонії, телебаченні, передавальних пристроях радіолокаційних станцій, зокрема в збуджувачах зондуючих сигналів, які формуються методами кутової модуляції. Відомий спосіб лінеаризації настроювальних характеристик частотних та фазових модуляторів, який заснований на представленні настроювальної характеристики модулятора X(U) рядом Тейлора [1], де X- величина, що модулюється (частота або фаза коливання), U-напруга, Знайдені значення амплітуд та фаз n-ої гармоніки, компенсуються при визначеному співвідношенні нелінійних членів парних або непарних порядків, які входять до складу модулюючої функції, що представлена рядом Фур'є. Недоліком відомого способу є те, що для розрахунків а п необхідно мати аналітичний вираз настроювальної' характеристики модулятора, що на практиці в багатьох випадках є неможливим. Із зміною параметрів модулюючого сигналу порушується пропорційна залежність коефіцієнтів нелінійних спотворень, що зриває компенсацію не лінійності. Застосування ряду Тейлора справедливо для малої ділянки навколо робочої точки, що зменшує індекс модуляції. Найбільш близьким до запропонованого технічним рішенням, обраним як прототип є "спосіб розрахунку форми модулюючої напруги за завданим законом частотної (фазової) модуляції" [2], який заснований на уявленні модулятора лінійним безінерційним елементом, що характеризується 3! ^dnx П n де dU и В результаті, при підстановці виразу модулюючого гармонійного коливання, кількісно оцінюється нелінійність настроювальної характеристики за допомогою коефщієнтів нелінійних спотворень X п! оператором Sf (AU m ,f). Цей оператор перетворює перемінну складову управляючої напруги AU m (t) в еквівалентний управляючий сигнал CO о со О) ф 9606 at рядом розрахованої за алгоритмом модулюючої функції' на ВІДПОВІДНИЙ по множник тобто dAU m (t) S f (AU m ,f)dt, dt де Отримане інтегральне рівняння Вольтера першого роду вирішується числовим методом послідовних приближень. При кусочно-ЛІНІЙНІЙ апроксимації настроювальної характеристики та завданій функції модуляції, рішення Інтегрального рівняння знаходиться шляхом послідовного "зшивання" рішень для сусідніх інтервалів. Недоліком прототипу є нераціональний підхід до вирішення задачі, його складність та громіздкість. Рішення задачі лінеаризації на строю вальних характеристик частотних та фазових модуляторів при різних видах модулюючої функції потребує вирішення інтегрального рівняння заново. Кусочно-лінійна апроксимація настроювальних характеристик при цьому є достатньо груба. В основу корисної моделі поставлено задачу розробити спосіб лінеаризації настроювальних характеристик частотних та фазових модуляторів методом внесення передспотворень до модулюючої' функції, який заснований на вирахуванні відповідної модулюючої функції, забезпечує простоту розрахунків, високий ступінь лінеаризації' характеристик та можливість керувати крутизною настроювальної характеристики. Поставлена задача вирішується шляхом вирахування модулюючої функції відповідно алгоритму в такій послідовності: 1) зняття настроювальної характеристики модулятора в кількох точках; 2) завдання функції ідеальної лінійної характеристики рівнянням прямої; 3) звертання функціональних залежностей реальної та ідеальної' настроювальних характеристик; 4) Інтерполяція точкової функції зверненої реальної настроювальної' характеристики степенним поліномом Лагранжа; 5) Знаходження різницевої функції залежності напруги від частоти AU(f) (фази AU(cp)); 6) Вирахування залежності додаткової напруги від амплітуди напруги модуляції 7) Розрахунок часової коректуючої функції, відповідно закону модуляції AU(t); 8) Додавання коректуючої функції до завданої модулюючої функції Um(t)=U m (t) + AU(U). Технічний результат, який може бути отриманий при здійсненні цього способу полягає: в суттєвому зменшенні нелінійності настроювальної характеристики модулятора; керуванні крутизною характеристики модулятора шляхом вибору та завдання ідеальної настроювальної характеристики; врахуванні Інерційності та дисперсійних властивостей модулятора додатковим помноженням амплітуд гармонік, представленої гармонічним Kf m = | = = л 1 + (2jcf m T VCT Г V m уст fm . частота склад е дової гармоніки модулюючої функції, т у с т - час установлення модулятора; зміні виду модулюючої функції лише шляхом перерахування алгоритму (Фіг.1) за пунктами 7 та 8. На Фіг.1 приведено алгоритм розрахунку відкоректованої модулюючої функції. На Фіг.2 приводиться приклад знятої по точках настроювальної' характеристики частотного (фазового) модулятора. На Фіг.З зображено вибір ідеальної' настроювальної характеристики з потрібною крутизною. На Фіг.4 показано функції звернені Ідеальній та реальній, що інтерпольована степенним поліномом Лагранжа, настроювальним характеристикам. На Фіг.5 зображена різницева функція залежності напруги управляючого сигналу від відповідної' частоти (фази). На Фіг.6 показано залежність доданої напруги помилки від значення модулюючої' напруги на модулюючому вході модулятора. На Фіг.7 показано розраховану корегуючу функцію (а) та скоректовану гармонійну модулюючу функцію (б). Суть запропонованого способу полягає в наступному: статична частотна (фазова) настроювальна характеристика частотного (фазового) модулятора, попередньо знімається із кількох точках при дискретному зміненій модулюючої напруги, отримані данні представляються в вигляді деякого геометричного місця точок (Фіг.2). Обравши відповідну ділянку на статичній настроювальній характеристиці, що забезпечує завдану крутизну характеристики, та динамічний діапазон управляючої напруги, аппроксимується ділянка настроювальної характеристики функцією, що описує ідеальну фазову настроювальну характеристику, прямою виду Шо — де S f =tg( ) - крутизна характеристики •um2-um1 (Фіг.З), U m - напруга, b - константа. Далі знаходиться аналітичні вирази для звернених ідеальної Um(V) т а реальної Uint(4/) залежностей. В аналітичному вигляді звернена лінійна функція матиме вигляд: \|/-Ь ~sT" Для аналітичного уявлення зверненої точкової залежності, яка приблизно описуватиме реальну частотну настроювальну характеристику модулятора, проведемо інтерполяцію отриманих даних. З набору точок можна скласти определітель Вандермонда W(\|/n,4>i,y2.-'>4'n) a;ачаад функції s фахуиаігпям не лікійікчті иастроіс «си\\сл чагак еіисілч- 1 С Фіг. 1 а •lr.2 Фіг. 4 Фіг. 5 9606 Фіг. 7 Фіг. 6 Комп'ютерна верстка В Мацело 10 Підписне Тираж 26 прим Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул Урицьгаго, 45, м Київ, МСП, 03680, Україна ДП "Український інститут промислової власності", вул Глазунова, 1, м Київ - 42, 01601