Пристрій для виміру та визначення параметрів n-вимірних характеристик нелінійних систем

Пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних характеристик нелінійних систем, що містить опорний генератор, вихід якого підключений до опорних входів N-канального синтезатора тестового сигналу і слідкуючого смугового фільтра, суматор, входи якого з'єднані з виходами синтезатора, рівноплечий синфазний розгалужувач на два напрями, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу підключений до безінерційного нелінійного елемента, а другий вихід з'єднаний з i-м входом нелінійної системи, j-й вихід якої підключений до входу витокового повторювача інформаційного каналу, а також послідовно з'єднані інтегратор і вольтметр, який відрізняється тим, що безінерційним нелінійним елементом є керований безінерційний нелінійний блок, а також введена двоконтурна система авто U 2 (19) 1 3 мірів параметрів багатовимірних характеристик НС та їх перерізів, потребує значних витрат часу на проведення одного циклу вимірювань для визначення параметрів БПФ в одній точці досліджуваного частотного діапазону, що за певних умов також може призводити до неусувних похибок. В якості прототипу обрано пристрій [3] для визначення параметрів N - вимірних характеристик НС, що містить N - канальний синтезатор тестового сигналу, суматор, ССФ, опорний генератор, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, схему розв'язки опорного та інформаційного каналів, яка мас в своєму складі рівноплечий розгалужувач на два напрями, витокові повторювачі опорного та інформаційного каналів, при цьому вихід суматора з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача; перший вихід розгалужувача з'єднано з входом витокового повторювача опорного каналу, вихід якого є входом безінерційного нелінійного елемента (БНЕ), який своїм виходом з'єднаний з опорним входом ССФ, а другий вихід розгалужувача з'єднано з iтим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої через витоковий повторювач інформаційного каналу підключено до входу помножувача. Недоліком прототипу [3], як і аналогу [1], є те, що його схема та спосіб функціонування не передбачають прямих вимірів параметрів багатовимірних характеристик НС та їх перерізів, що потребує значних витрат часу на проведення циклу вимірювань для визначення параметрів БПФ в одній точці досліджуваного частотного діапазону, і за певних умов також може призводити до неусувних похибок. Окрім того, застосоване в прототипі [3] схемотехнічне вирішення БНЕ має обмежені частотні властивості, що не дозволяє змінювати форму його передатної характеристики, і обмежує дослідження поведінки НС лише першим квадрантом її амплітудної характеристики, не передбачає ніяких заходів щодо стабілізації робочої точки каскаду за сталим струмом і тим самим стабілізації амплітуди опорного коливання обраного комбінаційного коливання (КК). Не урахування цього обмежує функціональні можливості пристрою і є джерелом додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. В основу корисної моделі поставлено завдання розробки пристрою виміру та визначення параметрів N - вимірних характеристик НС із підвищеним рівнем функціональних можливостей, ефективності і точності вимірів, яких досягають шляхом структурних змін і введенням додаткових елементів. Вирішення цього завдання досягається тим, що пристрій для виміру та визначення параметрів N - вимірних характеристик нелінійних систем, що містить опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів N- канального синтезатора тестового сигналу і ССФ, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, рівноплечий синфазний розгалужувач на два напрями, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу підключено до БНЕ, а другий вихід з'єднано з iм входом НС, j-vi вихід якої підключено до входу витокового повторювача інформаційного каналу, 54004 4 послідовно з'єднані інтегратор і вольтметр, і який відрізняється тим, що БНЕ замінено керованим БИВ, введено двоконтурну систему автопідстроювання фази, що складається з перемикача, керованого цифровим кодом фазообертача, фазорозщеплювача, цифрового фазометра, аналоговоцифрового перетворювача (АЦП), підсилювача різницевого сигналу, підсилювача сталого струму, другого помножувача, при цьому вихід витокового повторювача опорного каналу підключено до входу керованого БНБ, чий вихід з'єднано з інформаційним входом ССФ і першого входу перемикача, другий вхід якого підключено до виходу витокового повторювача інформаційного каналу, а вихід перемикача підключено до входу керованогофазообертача, чий вихід з'єднано з входом фазорозщеплювача, синфазний і квадратурний виходи якого с входами, відповідно, першого та другого помножувачів, чиї опорні входи, відповідно, підключено до сигнального та квадратурного виходу фільтра, а виходи помножувачів з'єднано з входами підсилювача різницевого сигналу, вихід якого через інтегратор підключено до вольтметру і входу підсилювача сталого струму, чий вихід є входом АЦП, вихід якого підключено до (фазометру і цифрового входу керованого фазообертача. Запропонований пристрій передбачає проведення прямих вимірів як самих модулів комплексних амплітуд КК, так і їх фаз, які є аргументами експоненціальних множників, що відповідають обраним БПФ та їх перерізам на кінцевій множині точок заданого частотного діапазону. Це значно скорочує витрати часу на проведення одного циклу вимірювань і тим самим ліквідує умови можливого виникнення неусувних похибок, обумовлених цими витратами. Використання винайденого пристрою у порівнянні з аналогами [1, 2] і прототипом [3] вдвічі зменшує вимірність системи лінійних рівнянь, вирішення якої необхідно для визначення БПФ та їх розтинів досліджуваної НС, що значно скорочує час проведення повного експериментального циклу. Таким чином, нові ознаки при взаємодії з відомими ознаками забезпечують виявлення нових технічних властивостей - шляхом додаткових структурних вирішень і введенням додаткових елементів розроблено пристрій для виміру і визначення параметрів N - вимірних характеристик НС із підвищеним рівнем функціональних можливостей, ефективності і точності вимірів. Це забезпечує усій заявленій сукупності ознак відповідність критерію «новизна» та приводить до нових технічних результатів. Аналогів, які містять ознаки, що відрізняються від прототипу, не знайдено, рішення явним чином не випливає з рівня техніки. Виходячи з вищевикладеного можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення задовольняє критерію «Корисна модельницький рівень». На фіг. 1 наведено структурну схему пристрою, що пропонується; на фіг. 2 - 4 - графіки, що пояснюють алгоритм роботи пристрою. Пристрій (фіг. 1) містить опорний генератор 1, вихід якого підключено до опорних входів N - канального синтезатора тестового сигналу 2 і ССФ 3, 5 суматор 4, входи якого підключено до відповідних виходів синтезатора 2, а вихід підключено до входу рівноплечого синфазного розгалужувача на два напрями 5, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу 6 сполучено з входом БНБ 7, чий вихід з'єднано з інформаційним входом ССФ 3 та першим входом перемикача 10, а другий вихід розгалужувача 5 з'єднано з i-тим входом досліджуваної НС 8, j - вихід якої підключено до входу витокового повторювана інформаційного каналу 9, чий вихід є другим входом перемикача, вихід якого підключено до входу керованого фазообертача 11, чий вихід є входом фазорозщеплювача 12, синфазний і квадратурний виходи якого підключено до входів, відповідно, першого 13 та другого 14 помножувачів, чиї опорні входи з'єднано, відповідно, з синфазним та квадратурним виходами ССФ 3, а виходи помножувачів є входами підсилювача різницевого сигналу 15, чий вихід через інтегратор 16 підключено до вольтметру 17 і входу підсилювача 18, вихід якого є входом АЦП 19, чий вихід підключено до фазометру 20 і цифрового входу керованого фазообертача 11. Опорний генератор 1, N- канальний синтезатор тестового сигналу 2, суматор 4, рівноплечий синфазний розгалужувач на два напрями 5, витокові повторювачі 6 і 9, перемикач 11, помножувачі 13 і 14, інтегратор 16, вольтметр 17, за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від застосованих у прототипі [3]. Фазорозщеплювач 12 реалізовано на тридецибельному направленому відгалужувачі на зв'язаних лініях з баластним навантаженням, вихідні сигнали якого зсунуті на 90° один відносно другого в широкому діапазоні частот. Схема фазорозщеплювача наведена на фіг. 2. В якості підсилювача сталого струму 18 може служити 1C швидкодіючого підсилювача AD822 фірми Analog Devices. В якості цифрового фазометру 20 може бути використано фазометр типу Ф5131. В якості підсилювача різницевого сигналу 15 може служити схема, наведена на фіг. 3, в якій симетричність схеми забезпечується двома не інвертуючими підсилювачами на операційних підсилювачах DA1 і DA2, що забезпечують рівні і високі вхідні опори по кожному з двох входів. Регулювання підсиленням різницевого сигналу забезпечується при умові виконання рівності де KUppіp Uвих /(Uвх1 Uвх 2 ) (1 2 / a) m, m=R4/R2=R5/R3, a=2,3. T; T - температурний потенціал. ССФ 3 (фіг. 4) реалізовано по схемі з подвійним перетворенням частоти, що містить вхідний 21 і вихідні 22 перетворювачі частоти на МОП тетродах, які працюють в лінійному режимі, смуговий фільтр проміжної частоти 23, керований фазообертач 24, тридецибельний спрямований відгалужувач 25 з баластним опором 26, синтезатор гетеродин 27, високо стабільний генератор проміжної частоти 28, фазовий дискримінатор 29, фільтр нижніх частот 30. Опорні входи перетворювачів частоти 21 і 22 підключено до виходу синтезатора-гетеродина 27, перший сигнальний вхід 31 54004 6 якого є опорним входом ССФ 3, а другий вхід підключено до виходу високостабільного генератора 28 проміжної частоти. На цифрову шину 32 керування частотою синтезатора-гетеродина 27 подається код частоти обраного КК Nкч. ССФ 3 охоплено кільцем системи автоматичного підстроювання фази (АПФ), яка складається з фазового дискримінатора 29, входи якого підключено до входу 33 і квадратурного виходу 36 ССФ 3, а вихід через фільтр нижніх частот 30 підключено до керувального входу фазообертача 24. Вхідні затискачі ССФ 3-31 і 33, а вихідні - 34 і 35. В якості синтезаторагетеродина 27 може служити 1C синтезатора з вбудованим 12-розрядним ЦАП, наприклад, AD9858 фірми Analog Devices [3]. Вхідний 21 та вихідні 22 перетворювачі частоти, смуговий фільтр проміжної частоти 23, керований фазообертач 24, тридецибельний спрямований відгалужувач 25 з баластним опором 26, синтезатор - гетеродин 27, високо стабільний генератор проміжної частоти 28, фазовий дискримінатор 29, фільтр нижніх частот 30 за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від прототипу [3]. В якості АЦП 19 може бути використано 1C AD7822, AD7825, AD 7829 фірми Analog Devices [4] з частотою перетворення до 2МГц. БНБ 7 (фіг. 5), згідно з [2], виконано по схемі резистивного підсилювача на двозатворному уніполярному транзисторі, наприклад, 2П306, який працює із відсіканням струму витоку і містить транзистор 37, розділові ємності 38, блокувальну ємність 39, резистори 40, цифрові резистори 41 і 42, в якості яких можуть бути застосовані, наприклад, 1C AD5231 - AD5233 фірми Analog Devices. Керування величиною опору в цих резисторах здійснюється двійковим 8-розрядним кодом. Пристрій, структурна схема якого наведена на фіг. 1, працює наступним чином. На цифрові керовані шини синтезатора тестового сигналу 2 пода ється код значень вектора n частот компонент  тестового сигналу f , які є гармоніками частоти F0   f F0 n , опорного генератора 1: де  T  T f ( f1, f2,..., fN ) ; n (n1, n2,..., nN ) ; N - кількість гармонійних компонент тестового сигналу; (Т - символ транспонування вектора) і код їх амплітуд , A ( A1, A 2,..., AN ), де Ai, i 1 L - двійковий L - розрядний код і - тої амплітуди, а на керувальну шину ССФ 3 (фіг. 4) - код номера гармоніки Nкк частоти F0 досліджуваного КК, що визначається формулою Nкк (mi m i ) ni, (1.1) i N де mi, m-i - цілі невід'ємні числа - коефіцієнти позитивних і від'ємних частот у виразі, що визначає частоту обраного КК N (mi m i ) кк i, i 1, N. i 1 Робота пристрою починається з того, що на кожному з N виходів синтезатор 2 забезпечує генерацію гармонійного коливання із заданою частотою i початковою фазою i і такою амплітудою 7 54004 Ui,min, що перевищує рівень власних шумів того ж каналу. Вихідна напруга кожного каналу синтезатора 2 подається на відповідний вхід суматора 4, вихідна напруга якого N U (t) Ui,min cos( it i ), (1.2) i 1 утворює тестовий сигнал. Вихідна напруга (1.2) суматора 4 подається на вхід розгалужувача 5, на кожному з двох виходів якого з'являються рівні напруги U / 2 (t) 1 N 2 Ui,min cos( it i ), (1.3) i 1 Одна з цих напруг через витоковий повторювач опорного каналу 6 подається на вхід БНБ 7, а друга - на вхід досліджуваної НС 8. Відгук БНБ 7 на дію (1.4) містить усі гармоніки та КК, що утворені з компонент тестового сигналу, фази яких визначаються тільки їх початковими ( m0 ), фазами де m0 m1,0 m 1,0, m2,0 m 2,0,..., mN,0 m N,0 b1,0, b2,0,..., bN,0 b 1,N,0 індeкcний вектор, що характеризує склад тестового сигналу. КК на виході БНБ 7, передатна характеристика якого являє собою аналітичну функцію, визначається співвідношенням, отриманим в [5]: UвихБНБ b1,N ( t ) ( 2) N . 1 AБНБ b1,N exp j bi i (1.4) t , i 1 де комплексна амплітуда обраного КК визначається формулою (m ) m . A БНБ b1,N A0 lim m ... m m m 1 n S 1 1 2 m j 0s 0 s s ... 2gi s N ... l 1 (p)k l ( 1)k l Ui s m k i m; l k i m;k l 0,l 1,m l 1 (1 m! 21 j (m j)! j (S 1 ) n     l 1 n S 2 ( 1)n 2 2 k 1 k1 1 k m 0 a 0 )l k l ! Um 0H (1.5) .. bi Ui gi ! b i ! ( b i 1) gi , q1 0 qN 0 r1 0 rN 0 l 1 1/ S ; a0 (UH / B)p ; (m) - кільде A 0 A 1 a01 кість можливого розбиття цілого позитивного чис , ла m на m цілих невід'ємних частин kl, l 1 m m A, S, B, p - параметри передатної характеристики БНБ 7, що описана функцією динамічного насичення; N n bi ; UH i 1 U0 H N Ui2;U0 H i 0 (U0 U H ) / UH; Ui Ui U0 UH якого подається код Nкч обраного КК, що визначає коефіцієнт ділення дільника синтезаторагетеродина 27. В результаті на виході синтезатора-гетеродина 27 генерується коливання частоти fг fкч( m0 ) fn, що переносить складову частоти fкч( m0 ), яка діє на вході 33 ССФ 3, на частоту fпр = fn, де fn - частота на виході генератора 28. Оскільки гетеродинне коливання, як і тестовий сигнал, утворено в результаті когерентного синтезу з коливання опорного генератора 1 частоти F0, вхідні коливання перетворювачів ССФ 3 когерентні одне одному (нестабільністю частоти генератора 28 нехтуємо). Внаслідок того, що частоти в першому перетворювачі 2 і ССФ 3 віднімаються одна від іншої, нестабільності когерентних коливань так само віднімаються, і нестабільність вихідного коливання цього перетворювача не залежить від нестабільності частот тестового сигналу, а визначається тільки нестабільністю частоти генератора проміжної частоти fпр. Таким чином, повністю усуваються помилки фази опорного коливання, зумовлені нестабільностями частот компонент тестового сигналу і сигналу синтезатора-гетеродина 27 ССФ 3. Одночасно істотно знижуються вимоги до стабільності частот генераторів вимірювача. Фільтр 23 проміжної частоти працює з нульовим розстроюванням для коливання частоти fкк, оскільки аргумент коефіцієнту передачі ССФ 3, зумовлений запізненням сигналу в його елементах, а також нестабільністю фазової характеристики самого ССФ 3, практично повністю усувається кільцем АПФ. Це дозволяє виключити операцію калібрування ССФ 3 (на відміну від розглянутих аналогів) і значно підвищити точність вимірювання БПФ НС 8 за рахунок усунення впливу дестабілізуючих чинників (температури, напруги живлення і т. і.). Якщо фазовий детектор 29 має характеристику f ( ) E cos( ), де 2 1, 1, 2 - фази вхідних коливань, то стаціонарною точкою сталої рівноваги системи АПФ є точка / 2 , тому входи детектора 29 підключено в [1, 2] до входу 33 і квадратурного виходу 36 ССФ 3. На виходах 35 і 36 ССФ 3 виділяються зсунуті одне відносно другого напруги коливання обраного КК з частотою fкк ( m0 ), на синфазному виході Uсинф.(t ) Uопор.КК cos 2 .. Ug0 UH; Ui Ui e j i , gk - менше з чисел qkі rk. Відгук на виході БНБ 7 містить усі КК, що утворені із спектру тестового сигналу, фази яких визначаються тільки початковими фазами компонент тестового сигналу на його вході - 0(m0). Вихідний сигнал БНБ 7 поступає на вхід 33 ССФ 3 (фіг. 4), на керований цифровий вхід 32 fкк (m0 )t кк (m0 ) (1.6) і на квадратурному виході Uквад.( t ) Uопор.КК cos 2 Де Uопор.КК ( U0 UH ) ; UH ; U0 8 ( 2) fкк (m0 )t 1 кк (m0 ) . AБНБ b1,N / 2 , (1.7) K CCФ3 - амп літуда обраного КК на виходах ССФ 3; KССФ3 - коефіцієнт передачі ССФ 3 для обраного КК; (mi,0 m i,0 ) i - фаза обраного КК кк (m0 ) i N на виході БНБ 7, яка залежить тільки від початкових фаз компонент тестового сигналу. Когерентний синтез тестового сигналу з коливань опорного генератора 1 дозволяє ефективно боротися як з паразитними каналами, що супрово 9 54004 джують оперування із спектром БНБ 7 ССФ 3: скрізним, дзеркальним і сусідніми каналами. Додаткові можливості боротьби з переліченими паразитними каналами при проходженні відгуку БНБ 7 через фільтр 3 з подвійним перетворенням частоти ґрунтуються на тому, що усі складові на виході БНБ 7 є гармоніками частоти F0. Якщо проміжна частота ССФ 3 обрана з умови fпр. = (l ± 0,5) . F0 /2, де l =1,2,..., то складові дзеркального каналу будуть розташовані від частоти fпр. на відстані ±F0/2, наскрізного каналу - на відстані ±F0/4 і ±3/4F0 та сусідніх каналів - на відстані ±F0 (фіг. 6). Всі ці складові можуть бути придушені фільтром проміжної частоти без введення додаткових фільтрів на вході ССФ 3 (фіг. 6, 7) [3,6]. Перед проведенням вимірів для мінімізації амплітудних і фазових похибок, обумовлених інформаційним та опорним каналами вимірювача, здійснюється його калібрування. З цією метою перемикач переводиться у положення «І» (фіг. 1). Визначення амплітудних і фазових похибок, обмовлених інформаційним та опорним каналами вимірювача, здійснюється на частоті обраного КК. Для цього використовується обране КК з частотою fкк ( m0 ) як на синфазному виході ССФ 3, амплітуда якого визначається (1.6), так і на квадратурному виході ССФ 3, амплітуда якого визначається (1.7). Двоконтурна система АПФ забезпечує настроювання на частоту обраного КК практично з нульовою фазовою похибкою, оскільки задіяна частина - схеми вимірювача не включає досліджувану інерційну НС 8. При цьому цифровий фазометр зафіксує величину сумарної похибки вимірювання фази, обумовленої не ідеальністю амплітудних і фазових характеристик опорного та інформаційного каналів вимірювача у відсутності досліджуваної НС 8, тобто фактичну похибка вимірювача, яку необхідно враховувати на етапі по дальшого визначення параметрів БПФ та їх перерізів. На сигнальний вхід помножувача 13 подається синфазна частка відгуку БНБ 7, а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал синфазного виходу ССФ 3. При цьому вихідний сигнал помножувача синфазного інформаційного каналу, який виконує функції фазового детектора, має вид: D13 ( t ) 0,5 AБНЕ b1,N KKФ11 K ФР12 KM13 b1,N , b i N cos 0,N N bi i t i 1 K CCФ3 cos( bi i 13 i 1 кк t кк ), AБНБ b1,N (1.8) де KKФ11, KНР12, KМ13 - модулі коефіцієнтів передачі керованого фазообертача 11, фазорозщеплювача 12 і помножувача інформаційного каналу 13, відповідно; де 13 КФ11 ФР12 М13 , 13 - сумарний фазовий зсув синфазного інформаційного каналу вимірювача, обумовлений фазовими характеристиками керованого фазообертача 11 КФ11 , фазорозщеплювача 12 ФР12 першого 10 помножувача інформаційного каналу 13 М13 відповідно. На сигнальний вхід помножувача 14 подається квадратурна частка відгуку БНБ 7, а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал квадратурного виходу 36 ССФ 3. При цьому вихідний сигнал помножувача 14 приймає вид: D14 ( t ) 0,5 AБНЕ b1,N KKФ11 K ФР12 KM13 b1,N , bi N sin 0,N N bi t i i 1 bi i AБНБ b1,N 14 i 1 K CCФ3 sin( t кк кк ), (1.9) де 14 КФ11 ФР12 М14 , де 14 - сумарний фазовий зсув квадратурного інформаційного каналу вимірювача, обумовлений фазовими характеристиками керованого фазообертача 11 КФ11 , фазорозщеплювача 12 ФР12 і другого помножува ча інформаційного каналу 14 М14 відповідно. Враховуючи ідентичність помножувачів 13 і 14 (KМ13=KМ14=KМ, М13 М14 М ) вихідний сигнал суматора 15 приймає вид:  [D13 ( t ) D14 ( t )] K D (t) 0,5 AБНБ b1,N K 15 N AБНБ b1,N b1,N ,bi cos N sin N bi i t i 1 0,N bi N bi i t i 1 bi sin( i кк t N 0,N t кк ) N bi i 1 кк 1 AБНБ b1,N K 2 кк ) i 1 AБНБ b1,N cos b1,N , bi cos( i i 1 i KK t bi i кк , (1.10) i 1 де K = KССФ3 , KKФ11. KHP12.KM.K 15; M = 13 = 14 = KФ11 + ФP12 + M + 15. Вихідна напруга ФНЧ 16 використовується двоконтурною системою АПФ в якості керуючої для фазообертача 11, який шляхом автоматичної зміни фазового кута досягає режиму настроювання вимірювача на частоту і фазу обраного КК. При цьому, після селекції спектральних складових відгуку суматора 15 за допомогою ФНЧ 16 і відпрацювання двоконтурної системи АФП на максимум показань вольтметра 17, він зафіксує напругу U17БНБ 2 0,5 AБНБ b1,N K K Ф НЧ, (1.11) а цифровий фазометр 20 зафіксує значення фази, що дорівнює сумарному фазовому зсуву, обумовленому інформаційним каналом вимірювача, тобто, фазовими характеристиками керованого фазообертача 11 KФ11, фазорозщеплювача 12 ФP12 і одного з помножувачів інформаційного каналу - 13 або 14 M, відповідно: (1-12) . ЦФ20БНБ = Результати, що отримані на етапі калібрування пристрою, використовуються для подальшого визначення параметрів БПФ та їх перерізів. Співвідношення (1.12) дозволяє виявити додаткові фазові вклади, обумовлені інформаційним каналом самого вимірювача. Для проведення необхідних вимірів параметрів обраної БПФ або її перерізу 8 перемикач 10 переводимо у положення «І». При цьому утворю 11 54004 ється інформаційний канал для виміру параметрів відгуку НС 8. Відгук НС 8 y(t) на сигнал (1.4) являє собою суму КК, частоти яких зв'язані з частотами компонент тестового сигналу формулою fкк fкк ( m ) fi (mi m i ), (1.13) де підсумовування проводиться по всіх індексних векторах m0 , що характеризують початковий склад тестового сигналу; m0 [m1,0 m 1,0, m2,0 m 2,0,..., mN,0 m N,0 ];  a( m0 ) - комплексна амплітуда КК частоти fкк, що визначається виразом [2] i N визначається співвідношенням y( t ) 2 1 2  [a( m0 ) e j2 { fкк ( m0 ) m0 j2 fкк ( m0 )  a( m0 ) e 12 (1.14) ]}, [( M l) / 2] 1 l 2s  a( m0 ) (mi m i ) 2 Ui S 0 m m0 KS KS (k Hl 2S ( m ) exp[ j (l 2S; m). i N (1.15) N ,..., k 1,k1,..., k N ) (m i,0 m i,0 )  a 0 ( m0 ) exp[ j i] 0 (m 0 )] , i N де кількість доданків в сумі по векторах m визначається кількістю композицій цілого S з N цілих При цьому вихідний сигнал помножувача синфазного інформаційного каналу має вид: невід'ємних чисел і дорівнює CS S D13НС ( t ) 0,5 лучень з S + N -1 по S, l N 1 (mi,0 m - числу споi,0 ) - порядок K M13 A БНБ b1,N cos КК; N (l 2S)! / K CCФ3 cos( - мультиноміаль mk ! k 2S ( m )  Hl ..., f f ..., f f , f 2S ( m )( f1, f1, 1, ..., , fN, , ..., , )    1     N N  N m1 m mN 1 D14НС ( t ) m N (mi,0 m i,0 ) i N cos i t кк K  AБНБ b1,N 2 cos( t кк ) t кк N bi i i 1 t bi кк 15; N KK i 1 M= 0,N t кк ) sin N bi i t bi i HC i 1 t bi i кк НС , (1.18) i 1 13 = 14; 14 НС (1.17) N i i i 1 1  AБНБ b1,N K 2 0,N де K = KССФ3 , KKФ11. KHP12.KM.K 0,N кк ), i 1 bi НС (1.16)  AНС b1,N b1,N ,bi i 1  AНС b1,N cos b1,N , bi НС i 13 A НС b1,N K KФ11 K ФР12 N bi i Враховуючи ідентичність помножувачів 13 і 14 (KM13 = KM14 = KM, M13 M14 M ), вихідний сигнал підсилювача 15 визначається виразом: N bi i 1 sin( 15 0,5 K CCФ3 sin( - фаза КК, що зумо  [D13HC ( t ) D14НС ( t )] K bi N i N HC ( t ) t i 1 кк ), K M13 A БНБ b1,N sin влена початковими фазами компонент тестового сигналу i, i N . На сигнальний вхід помножувача інформаційного каналу 13 подається синфазна частина відгуку досліджуваної НС, а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал синфазного виходу ССФ 3. D i i 1 b1,N , bi комплексний переріз БПФ;  a( m0 ) - комплексно-спряжена величина для  a( m0 ) ; 0 ( m0 ) t кк N bi На сигнальний вхід помножувача 14 подається квадратурна частина відгуку НС 8, а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал квадратурного виходу ССФ 3. При цьому вихідний сигнал помножувача 14 має вид: N ний коефіцієнт; [(М-l)/2] - ціла частина виразу в дужках; М - порядок БПФ НС 9;  Hl 0,N N i N (l 2S; m ) A НС b1,N K KФ11 K ФР12 b1,N , bi = KФ11 + ФP12 + M+ 15. 13 54004 Вихідна напруга ФНЧ 16 використовується двоконтурною системою АПФ в якості керуючої для фазообертача 11, який шляхом автоматичної зміни фазового кута досягає режиму настроювання вимірювача на частоту і фазу обраного КК. Після селекції спектральних складових відгуку суматора 15 за допомогою ФНЧ 16 і відпрацювання двоконтурної системи АФП на максимум показань вольтметра 17, цифровий фазометр 20 зафіксує значення фази, що дорівнює сумарному фазовому зсуву, обумовленому інформаційним каналом вимірювача (тобто фазовими характеристиками керованого фазообертача 11 KФ11, фазорозщеплювача 12 одного з помножувачів ФP12, інформаційного каналу - 13 або 14 M, підсилювача різницевого сигналу 15 і інтегратора 16, відповідно), і досліджуваної НС НС: (1.19) + НС, ЦФ20НС = а вольтметр, з урахуванням дії схеми стабілізації амплітуди коливання опорного каналу вимірювача -(1.11), зафіксує нормовану напругу U17НС 0,5 AHC b1,N AБНБ b1,N K K ФНЧ16 E дж AHC b1,N AБНБ b1,N , (1. 20) Використовуючи (1.12) і (1.19) значення фазового зсуву, обумовленого досліджуваною НС для обраного КК в точці заданого частотного діапазону, визначиться як різниця між відповідними значеннями фазометру 20 (1.21) НС = ЦФ20НС = ЦФ20БНБ. Співвідношення (1.21) показує, що цифровий фазометр 20 фіксує значення фази комплексної амплітуди обраного КК, яка не залежить від початкових фаз гармонійних компонент тестового сигналу і фазових характеристик інформаційного та опорного каналу вимірювача, а визначається лише інерційними властивостями досліджуваної НС, що підтверджує ефективність роботи двоконтурної АПФ: За результатами проведення N+1 вимірювань комплексних амплітуд складових відгуку обраного 14 порядку (додаткове рівняння складається для визначення амплітуди нормування AБНБ b1,N ) складається система лінійних рівнянь, вирішення якої визначають усі перерізи цієї БПФ [1,6]. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення, яке заявляється, задовольняє критерію «Промислове застосування». Джерела інформації: 1. Сверкунов Ю. Д. К измерению многомерных передаточних функций нелинейной системы [Текст] / Ю. Д. Сверкунов. - Радиотехника, 1980, т. 35, №2, с. 35-39. 2. Пат. №88065 Україна. МПК7 G01 R 27/28. «Пристрій для визначення параметрів N - вимірних характеристик нелінійних систем» [Текст]/ Гулін С. П., Гулін О. С., Дмитренко В. П., Піза Д. М.; заявник та патентовласник - Запорізький національний технічний університет; заяв. 26.10.2007; опубл. 10.09.2009. 3. Пат. 27065 Україна. МПКу G01 R 27/28. Пристрій для визначення параметрів N - вимірних характеристик нелінійних систем [Текст] // С. П. Гулін, О. С. Гулін, В. П. Дмитренко, Д. М. Піза; заявник та патентовласник - Запорізький національний технічний університет; заяв. 18.06.2007; опубл. 10.10.2007, Бюл. №16. 4. Каталог: Микросхемы ANALOG DEVICES. Киев: YD MAIS, 2003г. - 143 с. 5. Гулин С. П. Анализ спектра отклика нелинейности, представленной функцией динамического насыщения, при многочастотном воздействии [Текст] / С. П. Гулин. Радіоелектроніка. Інформатика. Управління. Запоріжжя, ЗНТУ. Науковий журнал. - 2008. - № 1. - С. 31 - 37. 6. Сверкунов Ю. Д. Идентификация и контроль качества нелинейных элементов радиоэлектронных систем (спектральный метод) [Текст] / Ю. Д. Сверкунов. - М.: «Энергия», 1975. - 96с.: ил. - С. 67 - 69. 15 54004 16 17 Комп’ютерна верстка Г. Паяльніков 54004 Підписне 18 Тираж 26 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601