Пристрій для визначення n-вимірних характеристик нелінійних систем

1. Пристрій для визначення N-вимірних характеристик нелінійних систем, що містить Nканальний синтезатор тестового сигналу, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, слідкуючий смуговий фільтр, опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів синтезатора і слідкуючого смугового фільтра, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, вихід якого з'єднано з опорним входом помножувача, а перший і другий входи перемикача - відповідно з синфазним та квадратурним виходами слідкуючого смугового фільтра, який відрізняється тим, що введено керований безінерційний нелінійний блок, при цьому вихід суматора з'єднано з входом безінерційного нелінійного блока, вихід якого з'єднано з входом слідкуючого смугового фільтра, та i-тим входом досліджуваної нелінійної системи, j-й вихід якої є сигнальним входом помножувача. C2 2 (19) 1 3 досліджуваного чотириполюсника містить передатні функції вищих порядків, неможливістю вимірювання багатовимірних передатних функцій (БПФ) непарних порядків, що за певних умов може привести до неусувних погрішностей та неоднозначності результатів вимірів. Відомий також пристрій-аналог [2] для виміру багатовимірних передатних функцій Вольтерри НС, що містить генератори гармонійних коливань, вихід кожного з яких через суматор з'єднано з входом безінерційного нелінійного елемента (БНЕ) і першим вхідним затискачем досліджуваної НС, другий вхідний затискач якої з'єднано з першим входом першого перемикача, другий вхід останнього з'єднано з виходом БНЕ і входом смугового перестроюваного фільтра (СПФ), а вихід першого перемикача з'єднано з входом помножувача, окремий вхід якого з'єднано із виходом другого перемикача, входи якого з'єднано із квадратурним та синфазним виходами СПФ. Цей пристрій характеризується недостатньою точністю настроювання опорного каналу пристрою при фільтрації обраного комбінаційного коливання через відсутність схеми компенсації фазового зсуву, зумовленого СПФ. Це приводить до значних витрат часу на проведення одного виміру та збільшує погрішність подальшого визначення параметрів БПФ. Окрім того, застосоване у пристрої-аналогу [2] схемотехнічне вирішення БНЕ має обмежені частотні властивості, не дозволяє змінювати форму його передатної характеристики і обмежує дослідження поведінки НС лише у першому квадранті її амплітудної характеристики, не передбачає ніяких заходів щодо стабілізації робочої точки каскаду за сталим струмом і тим самим стабілізації амплітуди опорного коливання обраної комбінаційної частоти (КЧ). Не урахування цього обмежує функціональні можливості пристрою і є джерелом додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. Прототипом [3] обрано відомий пристрій для виміру багатовимірних передатних функцій НС, що містить N - канальний синтезатор гармонійних коливань, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, а вихід підключено до першого входу досліджуваної НС і входу БНЕ, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, а також перемикач, виходом підключений до опорного входу помножувача, сигнальний вхід якого з'єднано з другим входом досліджуваної НС, а входи перемикача з'єднані із синфазним та квадратурним виходами слідкуючого смугового фільтра (ССФ), вхід якого з'єднано з виходом БНЕ, і опорний генератор, який своїм виходом з'єднано з опорними входами синтезатора і ССФ. Прототип удосконалює аналоги в частині когерентного синтезу складових тестового сигналу і наступної обробки його в опорному каналі вимірювача, але, як і аналог [2], не усуває недоліки схемотехнічного вирішення БНЕ, що має обмежені частотні властивості, не дозволяє змінювати вид, крутизну і розташування його передатної характеристики і, відповідно, досліджувати поведінку НС у інших квадрантах її амплітудної характеристики окрім першого, не передбачає ніяких заходів щодо 88065 4 стабілізації робочої точки за сталим струмом і тим самим не забезпечує стабілізацію амплітуди опорного коливання обраної КЧ. Не урахування цього обмежує функціональні можливості пристрою і є джерелом додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. В основу винаходу поставлено завдання розробки пристрою визначення N-вимірних характеристик НС із підвищенням рівня точності вимірів і розширенням функціональних можливостей, яких досягають шляхом структурних та схемотехнічних змін. Вирішення сформульованого вище завдання розширення функціональних можливостей пристрою визначення N-вимірних характеристик НС шляхом структурних змін досягається тим, що в пристрій для визначення N-вимірних характеристик НС, що містить N-канальний синтезатор тестового сигналу, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, БНЕ, ССФ, опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів синтезатора і ССФ, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, вихід якого з'єднано з опорним входом помножувача, а перший і другий входи перемикача - відповідно з синфазним та квадратурним виходами ССФ, причому з метою розширення функціональних можливостей замість БНЕ введено керований безінерційний нелінійний блок (БНБ), при цьому вихід суматора з'єднано з входом БНБ, вихід якого є входом ССФ, та і-тим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої з'єднано з сигнальним входом помножувача. Введення в структуру пристрою для визначення N-вимірних характеристик нелінійних систем керованого БНБ дозволяє варіювати параметрами, характеристиками, режимом функціонування та спектром вихідного коливання опорного каналу пристрою, що дає в ряді випадків додаткову можливість ототожнення структури досліджуваної НС [4]. Найпростіші випадки такого ототожнення наведено в таблиці, де для наведених прикладів приведено співвідношення, які дозволяють вирішувати задачу ототожнення структури досліджуваної НС на основі критеріїв нелінійних спотворень за допомогою використання керованого БНБ, параметри і характеристики якого можуть змінюватись в процесі експерименту [4]. Пристрій (Фіг.1) містить опорний генератор 1, вихід якого підключено до опорних входів Nканального синтезатора тестового сигналу 2 і ССФ 3, суматор 4, входи якого підключено до виходів синтезатора 2, а вихід з'єднано з входом керованого БНБ 5, який своїм виходом з'єднано з входом ССФ 3, та і-тим входом досліджуваної НС 6, j-й вихід якої з'єднано з сигнальним входом помножувача 7; опорний вхід помножувача з'єднано з виходом перемикача 8, перший і другий входи якого підключено відповідно до синфазного та квадратурного виходів ССФ 3, а вихід помножувача 7 з'єднано з входом інтегратора 9, до виходу якого підключено вольтметр 10. Опорний генератор 1, N-канальний синтезатор тестового сигналу 2, ССФ 3, суматор 4, помножувач 7, перемикач 8, інтегратор 9, вольтметр 10 за 5 своїми технічними вирішеннями не відрізняються від застосованих у прототипі [3]. Алгоритм роботи пристрою для визначення Nвимірних характеристик нелінійних систем, побудованого за структурною схемою Фіг.1, відрізняється від застосованого у прототипі [3] тим, що параметри, характеристики, режим функціонування та спектр вихідного коливання опорного каналу пристрою в процесі вимірів БПФ можуть змінюватись відповідними кодами Mug1, Mug2. Таким чином, нові ознаки при взаємодії з відомими ознаками забезпечують виявлення нових технічних властивостей - шляхом додаткових структурних вирішень розроблено пристрій для визначення N-вимірних характеристик НС з розширеними функціональними можливостями. Це забезпечує усій заявленій сукупності ознак відповідність критерію «новизна» та приводить до нових технічних результатів. Аналогів, які містять ознаки, що відрізняються від прототипу, не знайдено, рішення явним чином не випливає з рівня техніки. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення задовольняє критерію «Винахідницький рівень». Вирішення сформульованого вище завдання підвищення рівня точності вимірів і розширення функціональних можливостей шляхом схемотехнічних змін полягає в тому, що в пристрої для визначення N-вимірних характеристик НС керований БНБ виконано за схемою резистивного каскаду на уніполярному транзисторному тетроді із загальним витоком, який містить транзистор, першу та другу розділові ємності, блокувальну ємність, резистори подільників живлення першого та другого затвора, резистор стокового навантаження, цифровий резистор другого затвора та цифровий резистор витоку, при цьому входом БНБ є перший вивід першої розділової ємності, другий вивід якої з'єднано з першим затвором транзистора та першим виводом резистора подільника цього ж затвору; вихід БНБ з'єднано із першим виводом другої розділової ємності, другий вивід якої з'єднано зі стоком транзистора та першим виводом резистора стокового навантаження, який другим виводом підключений до джерела живлення БНБ і першого виводу цифрового резистора другого затвора транзистора, другий вивід якого підключено до другого затвора та першого виводу резистора подільника цього ж затвора; перший вивід блокувальної ємності БНБ підключено до витоку транзистора та першого виводу цифрового резистора витоку, а другий вивід блокувальної ємності, резисторів подільників першого та другого затворів транзистора, цифрового резистора витоку з'єднано з загальною шиною БНБ. В запропонованому пристрої для визначення N-вимірних характеристик НС усуваються недоліки схемотехнічного вирішення БНЕ прототипу [3], що пов'язані із стабілізацією робочої точки каскаду за сталим струмом, обмеженням його частотних властивостей, можливостей змінювати вид, крутизну і розташування його передатної характеристики і відповідно досліджувати поведінку НС у інших квадрантах її амплітудної характеристики окрім 88065 6 першого. Для цього керований БНБ, виконано за схемою резистивного каскаду на уніполярному транзисторному тетроді з загальним витоком, стабілізованого за сталим струмом, і включенням регулювальної схеми по першому та другому затворам транзистора, перший затвор якого є входом опорного каналу вимірювача. Застосування нового методу апроксимації передатної характеристики керованого БНБ на основі концепції керованого динамічного насичення і нового методу розрахунку спектру відгуку опорного каналу пристрою на багаточастотний тестовий сигнал [5-7] дає можливість підвищення точності визначення параметрів Nвимірних характеристик досліджуваних НС на основі даних експерименту. Таким чином, нові ознаки при взаємодії з відомими ознаками забезпечують виявлення нових технічних властивостей - шляхом додаткових схемотехнічних вирішень розроблено пристрій для визначення N-вимірних характеристик НС із підвищеним рівнем точності вимірів і розширеними функціональними можливостями. Це забезпечує усій заявленій сукупності ознак відповідність критерію «новизна» та приводить до нових технічних результатів. Аналоги, які містять ознаки, що відрізняються від прототипу, не знайдені, рішення явним чином не випливає з рівня техніки. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення задовольняє критерію «Винахідницький рівень». Структурна схема пристрою з використанням керованого БНБ наведена на Фіг.1. Пристрій (Фіг.1) містить опорний генератор 1, вихід якого підключено до опорних входів N-канального синтезатора тестового сигналу 2 і ССФ 3, суматор 4, входи якого підключено до виходів синтезатора 2, а вихід з'єднано з входом керованого БНБ 5, який своїм виходом з'єднано з входом ССФ 3, та i-тим входом досліджуваної НС 6, j-й вихід якої з'єднано з сигнальним входом помножувача 7; опорний вхід помножувача з'єднано з виходом перемикача 8, перший і другий входи якого підключено відповідно до синфазного та квадратурного виходів ССФ 3, а вихід помножувача 7 з'єднано з входом інтегратора 9, до виходу якого підключено вольтметр 10. Опорний генератор 1, N-канальний синтезатор тестового сигналу 2, ССФ 3, суматор 4, інтегратор 9, вольтметр 10 за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від застосованих у прототипі [3]. На Фіг.2 наведено принципову схему керованого БНБ, який виконано за схемою резистивного каскаду на уніполярному транзисторному тетроді зі спільним витоком, наприклад, 2П306, який працює із відсіканням струму витоку і містить транзистор 11, розділові ємності 12, блокувальну ємність 13, резистори 14, цифрові резистори 15 і 16, в якості яких можуть бути застосовані, наприклад, IС AD5231-AD5233 фірми Analog Devices [8]. Керування величиною опору в цих резисторах здійснюється двійковим 8-розрядним кодом. На Фіг.3 наведено структурну схему ССФ 3, який реалізовано по схемі з подвійним перетворенням частоти, що містить вхідний 17 і вихідні перетворювачі частоти 18 на МОП-тетродах, які 7 88065 працюють в лінійному режимі перетворення частоти, смуговий фільтр проміжної частоти 19, керований фазообертач 20, тридецибельний спрямований відгалужувач 21 з баластним опором 22, синтезатор-гетеродин 23. Опорні входи перетворювачів частоти 17 і 18 підключено до виходу синтезатора-гетеродина 23, перший сигнальний вхід 28 якого є опорним входом ССФ 3, а другий вхід підключено до виходу високостабільного генератора 24 проміжної частоти. На цифрову шину керування частотою синтезатора-гетеродина 23 подається код частоти обраного комбінаційного коливання NKЧ. ССФ 3 охоплено кільцем системи автоматичного підстроювання фази (АПФ), яка складається з фазового дискримінатора 25, входи якого підключено до входу 27 і квадратурного виходу 30 ССФ 3, а вихід через фільтр нижніх частот 26 підключено до керувального входу фазообертача 20. Вхідні затиски ССФ 3-27 і 28, а вихідні - 29 і 30. В якості синтезатора-гетеродина 23 може служити IС синтезатора з вбудованим 12розрядним ЦАП, наприклад, AD9858 фірми Analog Devices [8]. Помножувач 7 (Фіг.1) може бути реалізовано, наприклад, на IС AD834-AD 835 фірми Analog Devices [8]. В якості перемикача 8 може бути використано аналоговий ключ 2x2/1, наприклад, на інтегральних схемах ADG823-ADG820 фірми Analog Devices [8]. На Фіг.4 наведено сімейство передатних характеристик МОП-тетрода БНБ для значень напруги на другому затворі в діапазоні від - 1В до 10В. Наведені графіки пояснюють, як за допомогою зміни кодів MUg 2 і MUg1 (тобто змін напруги на другому і першому затворі МОП - тетрода) можна змінювати форму і розташування передатної характеристики БНБ. На Фіг.5 наведено сімейство залежностей крутизни стокового струму як функції напруг на першому і другому затворі МОП - тетрода S1 Ug1, Ug2 . Наведені графіки пояснюють, як за ( ) допомогою зміни кодів MUg 2 і MUg1 (тобто змін напруги на другому і першому затворі МОП - тетрода) можна змінювати форму і величину лінійної ділянки цієї залежності. Пристрій працює наступним чином. На цифрові керовані шини синтезатора тестового сигналу 2 v подаються коди значень вектора n частот гармоv нійних компонент тестового сигналу f , які є гармоніками частоти опорного генератора F0 v v f = F0 × n (1) 8 v v T T Де f = (f1, f2, ..., fN ) , n = (n1, n2,..., nN ) , i код їх T амплітуд A = (A1, A 2,..., AN ) (T - символ транспонування вектора), а на керувальну шину ССФ 3 код номера гармоніки NKЧ частоти F0, якою є досліджувана комбінаційна складова, що обчислюється за формулою: Nкч = å (mi - m-i ) × ni (2) iÎN де mi, m-i - цілі невід'ємні числа - коефіцієнти позитивних і від'ємних частот у виразі, що визначає КЧ: wкч = N å (mi - m-i ) × wi, i =1 i = { , 2,..., N} . 1 Робота пристрою починається з того, що на кожному з N виходів синтезатора тестового сигналу 2 забезпечується генерація гармонійного коливання із заданою частотою щ, початковою фазою ji і такою мінімальною початковою амплітудою Ui,min, яка перевищує рівень власних шумів того ж каналу. Вихідна напруга кожного каналу подається на відповідний вхід суматора 4, сумарна напруга якого Uå (t ) = N å Ui, min × cos(wit + fi ) (3) i= 1 утворює тестовий сигнал, що одночасно надходить на входи керованого БНБ 5 і досліджуваної НС 6. Вид передатної характеристики керованого БНБ встановлюється кодами MUg 2 , MUg1 , які можуть змінюватись в процесі дослідження НС. Можливість зміни передатної характеристики БНБ забезпечується зміною параметрів аналітичної функції динамічного насичення (ФДН) [5], яка її апроксимує. Зв'язок між видом передатної характеристики БНБ і значеннями керувальних кодів MUg 2 , MUg1 та значеннями параметрів ФДН визначається методикою її параметричної ідентифікації на основі результатів [6] і [7]. На Фіг.4 і 5 показано можливість зміни форми, крутизни по кожному з затворів і розташування передатної характеристики каскаду на уніполярному напівпровідниковому тетроді БНБ і відповідно можливість досліджувати поведінку НС у інших квадрантах її амплітудної характеристики окрім першого. Відгук на виході БНБ 5 містить усі гармоніки та комбінаційні коливання, що утворені з компонент тестового сигналу, фази яких визначаються тільки ( ) їх початковими фазами jå m0 , де [ ] [ ] [ ] m0 = m1,0 - m-1,0, m2,0 , - m-2,0,..., mN,0 - m-N,0 = b1,0, b2,0, ..., bN,0 = b1,N, 0 . індексний вектор, що характеризує початковий гармонійний склад тестового сигналу. Коливання обраної КЧ на виході БНБ 5, амплітудна характеристика якого являє собою довільну однозначну аналітичну функцію, визначається співвідношенням, отриманим в [4]: [ ] [ ] × æ N ö UвихБНБ b1,N (t ) = A БНБ b1, N × exp ç j × å bi ×wi × t ÷ (4) ç ÷ è i=1 ø де комплексна амплітуда коливання визначається формулою 9 × A БНБ éb1, N ù = A 0 × lim ê ú ë û m®¥ 88065 [q(m)] å k =1 1 1ö æ æ ö ç n + ÷ ç n + + 1 ÷ é m (p ×( - 1 k l ù )k ) æ 1ö ç S S ÷ ×ç å ... å (- 1) × 2 × ç S ÷ × ç 2 ÷ ç 2 ÷ × êÕ l l ú × ç ÷ ÷ ê l =1 (1 + a ) × k ! ú è øn k =1 444244443 0 l û 14 k =1 ç ÷ ç ÷ ë m m è øb è øb k = m; l ×k = m;k ³ 0,l =1,m m å l=1 m i 2b n å l=1 l 2g i j ( ( де A 0 = A × 1 + a01 ) 1S .. b i ) i ССФ 3 віднімаються одна з іншої, нестабільності когерентних коливань так само віднімаються і нестабільність вихідного коливання цього перетворювача не залежить від нестабільності частот випробувального сигналу, а визначається тільки нестабільністю частоти генератора проміжної частоти fnp. Таким чином, повністю усуваються помилки фази опорного коливання, зумовлені нестабільностями частот гармонійних компонент тестового сигналу і сигналу синтезатора-гетеродина ССФ 3. Одночасно істотно знижуються вимоги до стабільності частот генераторів пристрою. Фільтр 19 проміжної частоти працює з нульовим розстроюванням для коливання частоти fnч, оскільки аргумент коефіцієнту передачі ССФ 3, зумовлений запізненням сигналу в його елементах, а також нестабільністю фазової характеристики самого ССФ 3, практично повністю усувається кільцем АПФ. Це дозволяє повністю виключити операцію калібрування ССФ 3 і значно підвищити точність вимірювання функцій НС за рахунок усунення впливу різних дестабілізуючих чинників (температури, напруги живлення і т. і.). Для виявлення того виходу ССФ 3, до якого слід приєднати один з входів фазового детектора 25 АПФ, необхідно знати характеристику цього фазового детектора. Якщо детектор 25 має характеристику f(Δφ)=-Ecos(Δφ), де Δφ=φ 2-φ1; φ1, φ2 фази вхідних коливань, то стаціонарною точкою p сталої рівноваги системи АПФ є точка Dj = - , 2 тому входи детектора 25 підключено в [3] до інформаційного 27 і квадратурного 30 виходу ССФ 3. На виходах ССФ 3 виділяються зсунуті одне відносно другого напруги коливання обраної ком ; a0 = (UH B )p ; q(m ) - число можливого розбиття цілого позитивного числа m на m цілих невід' ємних частин kl, l = l, m(m ® ¥ ) ; A, S, B, p - параметри передатної характеристики БНБ, що описана однозначною аналітичною функцією динамічного насичення; N n = å bi ; UH = i=1 N å U2 ;U0H = i i=1 .. U0 - UH Ui ;Ui = ; U0 = Ug0 - UH; Ui = Ui × e- jji ; UH U0 - UH gk - менше з двох чисел gk і rk. Алгоритм виділення коливання заданої КЧ за допомогою ССФ 3 не відрізняється від запропонованого у прототипі [3]. Тому перед початком вимірювань вважаємо, що амплітудна характеристика БНБ 5, коефіцієнт передачі ССФ 3 на проміжній частоті fnp та амплітуда коливання обраної КЧ × [ ] A БНБ b1,N на виході ССФ 3 нам відомі. Відгук на виході БНБ 5 містить усі гармонійні та комбінаційні коливання, що утворені із спектру тестового сигналу, фази яких визначаються тільки початковими фазами гармонійних компонент тестового сигналу на його вході і дорівнюють φ0(m0). Вихідний сигнал БНБ 5 поступає на вхід ССФ 3, на керований цифровий вхід якого подається код Nкч обраної комбінаційної частоти, що визначає коефіцієнт подільника синтезатора-гетеродина 23. В результаті на виході синтезатора-гетеродина ( ) 23 генерується коливання частоти fг = fкч m0 - fn , ( ) що переносить складову частоти fкч m0 , яка діє на вході ССФ 3, на проміжну частоту fкч=fn де fn частота на виході генератора 24. Оскільки гетеродин - не коливання, як і тестовий сигнал, утворено в результаті когерентного синтезу з коливання опорного генератора частоти F0, вхідні коливання перетворювачів ССФ 3 когерентні одне одному (нестабільністю частоти генератора 24 нехтуємо). Оскільки частоти в першому перетворювачі 17 [ ( ) бінаційної складової з частотою fкч m0 , на синфазному виході ССФ 3 – [ [ ] де Uопор.КЧ = AБНБ b1, N × K СПФ3 амплітуда коливання КЧ на виходах ССФ 3, КССФ3 - коефіцієнт передачі ССФ 3 на обраній КЧ; ( ) ( )] (6) Uсинф. (t ) = Uопор.КЧ × cos 2 × p × fкч m0 t + fкч m0 і на квадратурному виході – ( ) ] ( ) Uквад. (t ) = Uопор .КЧ × cos 2 × p × fкч m0 t + fкч m0 + p / 2 × (5) l s g -s g -s g -s N U m!×21- j s × Ui i × å ... å å å ... å Õ × Um × å å 0H j = 0 s = 0 (m - j)! q1 = 0 qN = 0 r1 = 0 r2 = 0 rN = 0 i =1 gi !× b i + 1 g m 10 ( ) fкч m0 = (7) å (mi,0 - m-i,0 )× fi - фаза обраної КЧ iÎN на виході БНБ 5, яка залежить тільки від початкових фаз компонент тестового сигналу. 11 88065 Відгук НС 6 y(t) на такий сигнал являє собою суму комбінаційних складових, частоти яких зв'язані з частотами тестового сигналу формулою () fкч = fкч m = å fi × (mi - m-i ) (8) iÎN і визначається співвідношенням é. 1 ( ) .. ( )ù y(t ) × å êa m0 × e j2×p×fкч m0 + a m0 × e- j2×p×fкч m0 ú 2 m0 ê ú ë û ( ) . ( ) a m0 = [(M-l) / 2] å S =0 å де сумування проводиться по всіх індексних ( ) векторах m0 , що характеризують початковий склад тестового сигналу; [ m0 = m1,0 - m-1,0 , m2,0 - m- 2,0,...,mN,0 - m-N,0 . ( ) 21-l-2S × 12 (9) ( ) a m0 - комплексна амплітуда коливання з частотою fкч, що визначається виразом [9] (mi +m-i ) (l + 2S; m) × H Õ Ui m =m0 + K S iÎN K S = (k -N ,...,k -1,k 1,...,k N ) ] l+ 2S (m)× (10) ( ) . é ù × expê j × å (mi,0 - m-i,0 ) × fi ú = a0 m0 × exp[j × f0 (m0 )] ê iÎN ú ë û де число доданків в сумі по векторах m визначається кількістю композицій цілого S з N цілих невід'ємних чисел і дорівнює CS +N-1 - числу споS лучень з S+N-l по S; l = å (mi,0 + m-i,0 ) - порядок комбінаційної (l + 2S; m)= æ N ö (l + 2S)! / ç Õ mk ! ÷ ç ÷ k è= -N ø - мультиноміаль ний коефіцієнт; [(М-l)/2] - ціла частина виразу в дужках; М - порядок БПФ досліджуваної НС; iÎN складової; ö æ ÷ ç Hl+ 2S m = Hl+ 2S ç f1,..., f1, - f1,...,- f1, f2,..., f2, - f2,...,- f2 , fN,..., fN, - fN,...,- fN ÷ 123 1 24 123 14 4 1 2 3 14 4 ÷ 4 3 4 4 2 3 4 4 2 3 ç m m -1 m2 m-2 mN m -N 1 ø è . () . - комплексний перетин БПФ; .. ( ) a m0 . ( ) - комплексно-спряжена величина для ( ) a m0 ; f0 m0 = å (mi,0 + m-i,0 ) × fi - фаза комбіна iÎN ційної складової, що зумовлена початковими фазами компонентів тестового сигналу ji, i Î N . Залежно від положення перемикача 8 (Фіг.1) коливання з синфазного або квадратурного виходів подається на опорний вхід помножувача 7, на сигнальний вхід якого подається багаточастотний сигнал з виходу НС 6. На виході інтегратора 9 виділяється стала напруга, що фіксується вольтметром 10 é. ù Uсинф.9 = K × Uопор.КЧ × Re êa m0 ú (11) ê ú ë û якщо опорне коливання помножувача 7 надходить з синфазного каналу ССФ 3, і é. ù Uквад.9 = K × Uопор.КЧ × Im êa m0 ú (12) ê ú ë û якщо опорне коливання помножувача 10 надходить з квадратурного каналу ССФ З (К - коефіцієнт передачі каскадного з'єднання - помножувач 7 - інтегратор 9). Після вимірів величин Uсинф.9, Uквад9 визначається комплексна амплітуда ( ) ( ) ( ) коливання частоти fкч m0 виході досліджуваної НС 6, фаза якого не залежить від початкових фаз гармонійних компонент тестового сигналу, а визначається її інерційними властивостями. За результатами проведення N вимірювань комплексної амплітуди складових відгуку обраного порядку складається система лінійних рівнянь, вирішення якої визначають усі перетини цієї БПФ [9]. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення, яке заявляється, задовольняє критерію «Промислове застосування». Бібліографічні дані Джерела інформації: 1. Авторское свидетельство СССР №586403, МКВ G01R29/02.1974. Устройство для измерения передаточных функций Вольтерра нелинейных четырехполюсников /Б.М. Богданович, В.П. Дорошев, С.С. Поздняк, Л.А. Черкас, А.И. Шакирин.(СССР); Опуб. 30.12.1977, Бюл. №48. - 4с. 2. Авторское свидетельство СССР №1012157, МКВ G01R27/28. Устройство для измерения многомерных передаточных функций Вольтерра нелинейных систем /Б.И. Ивлев, С.Ю. Матвеев, В.Р. Снурницын (СССР); Опуб. 15.04.83, Бюл. №14. 5с. 3. Авторское свидетельство СССР №1626199, МКВ 5G01R27/28. Устройство для измерения многомерных передаточных функций нелинейных систем /Б.И.Ивлев, С.Ю.Матвеев, В.Р.Снурницын, С.В.Трушин (СРСР); Опуб. 07.02.91, Бюл. №5. - 8с. 4. Богатырев Е.А., Гулин С.П. Структурное отождествление макромоделей микроэлектронных устройств. «Радиотехника», 1985, №6. - с.39-42. 13 5. Гулін С.П. Аналіз спектра відгуку нелінійності, що представлена аналітичною трансцендентною функцією, на багаточастотний вплив великої норми //Радіоелектроніка. Інформатика. Управління. - 2004, №1. - с.21-28. 6. Гулин С.П. Условия применимости модели динамического насыщения в задачах анализа спектра отклика нелинейных устройств. Радіоелектроніка. Інформатика. Управління, Запоріжжя, ЗНТУ, 2005, №2(14). - с.21-28. 88065 14 7. С.П.Гулин. Определение параметров адаптивной модели нелинейных компонентов, представленной аналитической трансцендентной функцией, на основе экспериментальных характеристик //Радіоелектроніка. Інформатика. Управління. - 2005, №2(13). - с.25-32. 8. Каталог: Микросхемы ANALOG DEVICES. Киев: VD MAIS, 2003 г. 9. Ю.Д.Сверкунов. К измерению многомерных передаточных функций нелинейной системы. «Радиотехника», 1980, №2. - с.36-39. 15 Комп’ютерна верстка Т. Чепелева 88065 Підписне 16 Тираж 28 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601