Пристрій для визначення параметрів n-вимірних передатних функцій високочастотних вузькосмугових нелінійних систем

Пристрій для визначення параметрів Nвимірних передатних функцій високочастотних вузькосмугових нелінійних систем, що містить Nканальний синтезатор тестового сигналу, слідкуючий смуговий фільтр, опорний генератор, вихід якого підключений до опорних входів синтезатора і фільтра, суматор, входи якого з'єднані з виходами синтезатора, а вихід підключений до входу рівноплечого розгалужувача на два напрями, другий вихід якого з'єднаний з і-м входом нелінійної системи, а також містить витоковий повторювач опорного каналу, нелінійний безінерційний елемент, перемикач та послідовно з'єднані витоковий повторювач інформаційного каналу, помножувач, інтегратор і вольтметр, який відрізняється тим, що витоковий повторювач опорного каналу замінений першим змішувачем, безінерційний нелінійний елемент замінений керованим безінерційним нелінійним блоком, а також введені другий змішувач і гетеродин, другий перемикач і схема настроювання і стабілізації амплітуди комбінаційного U 2 47356 1 3 другого змішувача є другим входом пристрою, а вихід другого змішувача підключено до першого входу першого перемикача. Аналог [1] характеризується недостатньою точністю настроювання опорного каналу при фільтрації обраного комбінаційного коливання (КК) через відсутність схеми компенсації фазового зсуву, зумовленого СПФ. Це призводить до значних витрат часу на проведення одного виміру та збільшує похибку подальшого визначення параметрів БПФ. Недоліком аналога [1] є також і те, що його схема не усуває похибки, обумовлені нестабільністю амплітуди сигналу на опорному вході помножувача при вимірах параметрів КК, які відрізняються як порядком, так і складом аргументів фазових множників, що збільшує похибку результатів визначення параметрів БПФ та зменшує їх достовірність. Окрім того, відсутність в аналогу [1] розв'язки між виходом другого перетворювача частоти і сигнальним входом помножувача також негативно впливає на точність результатів виміру параметрів БПФ та їх достовірність. Відомий пристрій-аналог [2] для визначення БПФ нелінійних систем (НС), що містить Nканальний синтезатор тестового сигналу, слідкуючий смуговий фільтр (ССФ), опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів синтезатора і ССФ, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, а вихід підключено до першого входу досліджуваної НС і входу БНЕ, вихід якого з'єднано з входом ССФ, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, виходом підключений до опорного входу помножувача, сигнальний вхід якого з'єднано з виходом досліджуваної НС, а перший і другий входи перемикача підключено відповідно до синфазного та квадратурного виходів ССФ, і що відрізняється тим, що замість БНЕ введено керований безінерційний нелінійний блок (БНБ), при цьому вихід суматора з'єднано з входом БНБ, вихід якого є входом ССФ, та i-тим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої з'єднано з сигнальним входом помножувача. Недоліком пристрою-аналога [2] є те, що його схема не передбачає стабілізацію амплітуди коливання на опорному вході помножувача при вимірах параметрів перерізів БПФ для КК, що відрізняються як складом аргументів фазового множника, так і порядком, що збільшує похибку визначення параметрів БПФ. Окрім того, при використанні пристроюаналога [2] у ВЧ - і особливо в НВЧ - діапазонах можливості ССФ (для ефективної селекції необхідних КК) без здійснення лінійного переносу спектрів частот сигнального і опорного каналів вимірювача в область більш низьких частот в значній мірі обмежуються, що знижує достовірність і точність вимірів параметрів БПФ досліджуваної ВВНС. В якості прототипу обираємо пристрій [3] для визначення параметрів N - вимірних характеристик НС, що містить N - канальний синтезатор тестового сигналу, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, ССФ, опорний генератор, вихід 47356 4 якого підключено до опорних входів синтезатора і фільтра, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, виходом підключений до опорного входу помножувача, а перший і другий входи перемикача підключено відповідно до синфазного та квадратурного виходів ССФ, схему розв'язки опорного та інформаційного каналів, яка має в своєму складі рівноплечий розгалужувач на два напрями, витокові повторювачі опорного та інформаційного каналів, при цьому вихід суматора з'єднано з входом розгалужувача, перший вихід якого з'єднано з входом витокового повторювача опорного каналу, вихід якого є входом БНЕ, який своїм виходом з'єднаний з опорним входом ССФ, а другий вихід розгалужувача з'єднано з і-тим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої через витоковий повторювач інформаційного каналу підключено до входу помножувача. Недоліком прототипу [3] є те, що його схема не передбачає стабілізацію амплітуди коливання на опорному вході помножувача при вимірах параметрів перерізів БПФ для КК, які відрізняються як складом аргументів фазового множника, так і порядком, що збільшує похибку визначення параметрів БПФ. Окрім того, при використанні прототипу [3] у ВЧ - і особливо в НВЧ - діапазонах можливості ССФ (для ефективної селекції необхідних КК) без здійснення лінійного переносу спектрів частот сигнального і опорного каналів вимірювача в область більш низьких частот в значній мірі обмежуються, що знижує достовірність і точність вимірів параметрів БПФ досліджуваної ВВНС. Недоліком прототипу [3], як і аналога [1], є і те, що схемотехнічне рішення БНЕ має обмежені частотні властивості, не дозволяє змінювати форму його передатної характеристики і обмежує дослідження поведінки НС лише першим квадрантом її передатної характеристики, не передбачає стабілізації робочої точки каскаду за сталим струмом і як наслідок не відбувається стабілізація амплітуди опорного коливання. Не урахування цього обмежує функціональні можливості пристрою і є джерелом додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. На основі аналізу виявлених недоліків поставлено завдання розробки пристрою визначення параметрів N - вимірних передатних функцій ВВНС із підвищеним рівнем достовірності і точності вимірів, яких досягають шляхом структурних змін та введенням додаткових елементів. Вирішення завдання досягається тим, що пристрій для визначення параметрів N- вимірних передатних функцій ВВНС, що містить N - канальний синтезатор тестового сигналу, слідкуючий смуговий фільтр, опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів синтезатора і фільтра, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, а вихід підключено до входу рівноплечого розгалужувача на два напрями, другий вихід якого з'єднано з i-м входом нелінійної системи, витоковий повторювач опорного каналу, нелінійний безінерційний елемент, перемикач та послідовно з'єднані витоковий повторювач інформаційного каналу, помножувач, інтегратор і вольтметр, і який 5 відрізняється тим, що, витоковий повторювач опорного каналу замінено першим змішувачем, безінерційний нелінійний елемент замінено керованим безінерційним нелінійним блоком, введено другий змішувач і гетеродин, другий перемикач і схему настроювання і стабілізації амплітуди комбінаційного коливання, яка складається з другого помножувача, другого інтегратора, третього перемикача, пристрою віднімання, керованого джерела стабільної напруги і аналогово-цифрового перетворювача, при цьому перший вихід розгалужувача з'єднано з входом першого змішувача, чий вихід через нелінійний блок підключено до входу фільтра і першого входу другого перемикача, другий вхід якого з'єднано з виходом другого змішувача, чий опорний вхід як і опорний вхід першого змішувача з'єднано з гетеродином, а сигнальний вхід другого змішувача є j - м виходом нелінійної системи; вихід другого перемикача через витоковий повторювач інформаційного каналу підключено до входу першого помножувача, чий вихід через перший інтегратор підключено до вольтметра, а опорний вхід першого помножувача є виходом першого перемикача, чий перший вхід з'єднано з квадратурним виходом фільтру, а другий вхід підключено до синфазного виходу фільтра і сигнального та опорного входів другого помножувача, який через другий інтегратор підключено до перших входів пристрою віднімання і третього перемикача, другий вхід якого підключено до керованого джерела стабільної напруги, а вихід з'єднано з другим входом пристрою віднімання, чий вихід через аналогово-цифровий перетворювач підключено до цифрового входу керування амплітудою вихідного коливання фільтра. Запропонований пристрій враховує і усуває взаємний вплив вхідних провідностей сукупності: БНБ - досліджувана ВВНС, оскільки введення рівноплечого синфазного розгалужувача здійснює розв'язання їх входів. Крім того, запровадження схеми розв'язки опорного і сигнального каналів як на входах ВВНС і першого змішувача, так і на вході першого помножувача усуває можливість спотворення амплітудного і/або фазового спектра тестового сигналу як на входах ВВНС і БНБ, так і на їх виходах. Це дозволяє виділити в опорному каналі пристрою обране КК і здійснити у повному обсязі необхідні вимірювання для визначення параметрів БПФ. Введення рівноплечого розгалужувача встановлює рівновагу між рівнями потужності тестового сигналу в опорному та сигнальному каналах вимірювача незалежно від виду амплітудних характеристик досліджуваної ВВНС та БНБ. Запропонований пристрій також усуває взаємний вплив сукупності: вихідна провідність другого змішувача - вхідна провідність першого помножувача. Це усуває джерело додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. У запропонованому пристрої усуваються недоліки схемотехнічного вирішення БНЕ аналога [1], що пов'язані із стабілізацією робочої точки каскаду за сталим струмом, обмеженням його частотних властивостей, можливостей змінювати вид, крутизну і розташування його передатної характеристики і відповідно досліджувати поведінку НС у 47356 6 всіх квадрантах її передатної характеристики. Введення БНБ замість БНЕ дозволяє змінювати форму і розташування в двовимірній декартовій системі координат його передатної характеристики за допомогою керування цифровими двійковими кодами опором цифрових резисторів витоку і другого затвору резистивного підсилювача на уніполярному транзисторі. Введення в пристрій для визначення N - вимірних передатних функцій ВВНС схеми настроювання і стабілізації амплітуди обраного КК виключає амплітудні похибки, зумовлені опорним каналом пристрою, незалежно від типу КК та його порядку, оскільки амплітуда КК встановлюється на рівні вихідної напруги керованого джерела стабіE льної напруги дж на етапі настроювання і підтримується на цьому рівні завдяки аналоговоцифровій системі автоматичного регулювання підсиленням ССФ. Крім того, введення додаткового перемикача разом зі схемою настроювання і стабілізації доE зволяє встановити таку напругу дж на опорному вході помножувача інформаційного каналу, яка виконує функцію відповідного нормуючого множника значень, що фіксуються вольтметром. Це дозволяє в значній мірі зменшити залежність результатів вимірювання від амплітудних параметрів опорного та інформаційного каналів пристрою при дослідженні обраного перерізу БПФ. Таким чином, нові ознаки при взаємодії з відомими ознаками забезпечують виявлення нових технічних властивостей — шляхом додаткових структурних змін та введенням додаткових елементів розроблено пристрій для визначення параметрів N - вимірних передатних функцій ВВНС із підвищеним рівнем достовірності і точності вимірів. Це забезпечує усій заявленій сукупності ознак відповідність критерію «новизна» та приводить до нових технічних результатів. Аналогів, які містять у сукупності всі ознаки, що відрізняються від прототипу, не знайдено, рішення явним чином не випливає з рівня техніки. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення задовольняє критерію «Винахідницький рівень». На Фіг. 1 наведено структурну схему пристрою, що пропонується. Пристрій (Фіг. 1) містить опорний генератор 1, вихід якого підключено до опорних входів N - канального синтезатора тестового сигналу 2 і ССФ 3, суматор 4, входи якого підключено до виходів синтезатора 2, а вихід підключено до входу рівноплечого синфазного розгалужувача на два напрями 5, перший вихід якого є входом першого змішувача 6, чий вихід через БНБ 7 підключено до входу ССФ 3 і першого входу другого перемикача 8, а другий вихід розгалужувача 5 є і - тим входом ВВНС 9, j -й вихід якої підключено до входу другого змішувача 10, опорний вхід якого, як і опорний вхід першого змішувача 6, підключено до виходу гетеродину 11, а вихід другого змішувача 10 є другим входом другого перемикача 8, вихід якого через витоковий повторювач 12 підключено до сигнального входу першого помножувача 13, вихід якого через пер 7 ший інтегратор 14 підключено до вольтметра 15, а опорний вхід помножувача 13 є виходом першого перемикача 16, перший вхід якого підключено до квадратурного виходу ССФ 3, а другий вхід підключено до синфазного виходу ССФ 3 і сигнального та опорного входів другого помножувача 17, який через другий інтегратор 18 підключено до перших входів пристрою віднімання 19 і третього перемикача 20, другий вхід якого підключено до керованого джерела стабільної напруги 21, а вихід з'єднано з другим входом пристрою віднімання 19, чий вихід через аналогово-цифровий перетворювач 22 підключено до цифрового входу керування амплітудою обраного КК фільтра 3. Опорний генератор 1, N - канальний синтезатор тестового сигналу 2, суматор 4, розгалужувач 5, змішувачі 6 і 10, гетеродин 11, помножувачі 13 і 17, перемикачі 8, 16, 20, інтегратори 14 і 18, вольтметр 15 за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від застосованих у прототипі [3] і аналогу [1]. ССФ 3 (Фіг. 2) реалізовано по схемі з подвійним перетворенням частоти, що містить вхідний 23 і вихідні 24 перетворювачі частоти на МОП тетродах, які працюють в лінійному режимі, смуговий фільтр проміжної частоти 25, підсилювач проміжної частоти (ППЧ) 26 з коефіцієнтом передачі, керованим цифровим кодом, керований фазообертач 27, тридецибельний спрямований відгалужувач 28 з баластним опором 29, синтезатор - гетеродин 30, високостабільний генератор проміжної частоти 31, фазовий дискримінатор 32, фільтр нижніх частот 33. Опорні входи перетворювачів частоти 23 і 24 підключено до виходу синтезаторагетеродина 30, перший сигнальний вхід 34 якого є опорним входом ССФ 3, а другий вхід підключено до виходу високо-стабільного генератора 31 проміжної частоти. На цифрову шину керування частотою синтезатора-гетеродина 30 подається код частоти обраного КК Nкч . ССФ 3 охоплено кільцем системи автоматичного підстроювання фази (АПФ), яка складається з фазового дискримінатора 32, входи якого підключено до входу 35 і квадратурного виходу 37 ССФ 3, а вихід через фільтр нижніх частот 33 підключено до керувального входу фазообертача 27. Вхідні затискачі ССФ 3 - 34 і 35, а вихідні - 36 і 37. Цифровий вхід керування величиною коефіцієнта передачі ССФ 3 - 38. В якості синтезатора-гетеродина 30 може служити ІС синтезатора з вбудованим 12-розрядним ЦАП, наприклад, AD9858 фірми Analog Devices [4]. Вхідний 23 та вихідні 24 перетворювачі частоти, смуговий фільтр проміжної частоти 25, керований фазообертач 27, тридецибельний спрямований відгалужувач 28 з баластним опором 29, синтезатор - гетеродин 30, високо-стабільний генератор проміжної частоти 31, фазовий дискримінатор 32, фільтр нижніх частот 33 за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від прототипу [3]. В якості АЦП 22 може бути використано ІС AD7822, AD7825, AD 7829 фірми Analog Devices [4] з частотою перетворення до 2 МГц. В якості ППЧ з керованим цифрою коефіцієнтом підсилен 47356 8 ня 26 може бути застосовано ІС AD8370 фірми Analog Devices [4]. В якості керованого джерела стабільної напруги 21 може бути застосовано ІС AD588 з діапазоном програмованої вихідної напруги ±5 В фірми Analog Devices [4]. БНБ 7 (Фіг. 3), згідно з [2], виконано по схемі резистивного підсилювача на двозатворному уніполярному транзисторі, наприклад, 2П306, який працює із відсіканням струму витоку і містить транзистор 39, розділові ємності 40, блокувальну ємність 41, резистори 42, цифрові резистори 43 і 44, в якості яких можуть бути застосовані, наприклад, ІС AD5231 - AD5233 фірми Analog Devices [4]. Керування опорами цих резисторів здійснюється двійковим 8-розрядним кодом. Пристрій, структурна схема якого наведена на Фіг. 1, працює наступним чином. На цифрові керовані шини синтезатора тестового сигналу 2 подаv ються код значень вектора n частот компонент r тестового сигналу f , які є гармоніками частоти F0 опорного генератора 1 r v f = F0 × n , (1.1) r v T T де f = (f1, f2, K, fN ) ; n = (n1, n2 , K, nN ) ; N кількість гармонійних компонент тестового сигналу; ( T - символ транспонування вектора) і код їх амплітуд A = (A1, A 2, K , A N ) , де A i, i = 1, L - двійковий L - розрядний код і-тої амплітуди, а на керувальну шину ССФ 3 (Фіг. 2) - код номера гармоніки Nкч частоти F0 досліджуваного КК, що визначається формулою Nкч = å (m - m i -i ) × ni iÎN , (1.2) mi, m -i - цілі невід'ємні числа - коефіцієнти де позитивних і від'ємних частот у виразі, що визначає частоту обраного КК N wкч = = å (m - m ) × w , i -i i i 1, N = 1 i . Робота пристрою починається з того, що на кожному з N виходів синтезатора 2 забезпечується генерація гармонійного коливання із заданою частотою wi , початковою фазою фі і такою амплітуU дою і,min , що перевищує рівень власних шумів того ж каналу. В результаті на кожний з входів суматора 4 подається гармонійний сигнал з часто тою fi, i Î 1, N . Вихідна напруга кожного каналу синтезатора 2 подається на відповідний вхід суматора 4, вихідна напруга якого US (t ) = N åU ( i,min × cos wit + фі і =1 ) (1.3) утворює тестовий сигнал (Фіг. 4а). Сумарна вихідна напруга (1.3) подається на вхід розгалужувача 5, на кожному з двох виходів якого з'являються рівні напруги 9 US / 2 (t ) = ( 2 47356 ) ×åU -1 N ( i,min × cos wit + фі Uг (t ) Umг × cos(wг × t + фг ) , а друга - на вхід дослі= джуваної ВВНС 9. Напруга на виході змішувача 6 (Фіг. 4в) визначається співвідношенням ) і=1 (1.4) Одна з цих напруг подається на сигнальний вхід першого змішувача 6, на опорний вхід якого подається напруга гетеродина 11 UвихЗМ 6 (t ) = K ЗМ 6 × ( 2) × åU N -1 mi 10 {[ ]} × exp j × (wi - wг ) × t + фі - фг + фЗМ 6 (wі , wг ) i =1 , (1.5) Сигнал (1.6) подається на вхід БНБ 7, відгук К ,ф (w , w ) де ЗМ 6 ЗМ 6 і г - модуль і фаза коефіціякого (Фіг. 4д) містить усі гармоніки та КК, що єнта передачі змішувача 6. утворені з компонент тестового сигналу, фази яких Частота гетеродина 11 фіксується при провевизначаються тільки їх початковими фазами денні вимірів. Фаза коефіцієнта передачі першого фS (m0 ) , де змішувача 6 складним чином залежить від частоти гетеродина 11 і частот складових тестового сигна= m1,0 - m-1,0, K , mN,0 - m-N,0 ] = = [b1,0 , b2,0 , K , bN,0 ] b1,N,0 m0 = [ лу wi, i Î 1, N , що значно ускладнює процес фазових вимірів БПФ. Однак у випадку вузькосмугових сигналів, коли виконується умова (wN max - w1min ) /(wN max + w1min )