Мімо передача з явною і неявною циклічною затримкою

Реферат: Описані способи для передачі даних, які використовують комбінацію явної циклічної затримки і неявної циклічної затримки. Передавач може виконувати першу обробку для рознесення з циклічною затримкою (або обробку явної циклічної затримки) на основі першого набору значень циклічної затримки, відомих приймачу. Передавач може виконувати попереднє кодування на основі матриці попереднього кодування як перед, так і після обробки явної циклічної затримки. Передавач може виконувати другу обробку для рознесення з циклічною затримкою (або обробку неявної циклічної затримки) на основі другого набору значень циклічної затримки, невідомих приймачу. Передавач може виконувати обробку як явної циклічної затримки, так і неявної циклічної затримки для даних, і може виконувати тільки обробку неявної циклічної затримки для пілот-сигналу. Один об'єкт може вибирати перший набір значень циклічної затримки і інформувати інший об'єкт. Передавач може самостійно вибирати другий набір значень циклічної затримки без інформування приймача. UA 98636 C2 (12) UA 98636 C2 UA 98636 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Дана заявка вимагає пріоритет попередньої заявки США № 60/888,494, озаглавленої "EFFICIENT CYCLIC DELAY DIVERSITY BASED PRECODING" поданої 06 лютого 2007 р., права на яку належать заявнику даної заявки і яка включена сюди як посилання. Даний винахід стосується, головним чином, зв'язку і, більш конкретно, способів для передачі даних в системі безпровідного зв'язку. Системи безпровідного зв'язку широко використовуються, щоб забезпечити різний контент зв'язку, такий як голос, пакетні дані, повідомлення, широкомовлення і так далі. Ці безпровідні системи можуть бути системами множинного доступу, які дозволяють підтримувати багатьох користувачів шляхом розподілу доступних системних ресурсів. Приклади таких систем множинного доступу включають в себе системи Множинного Доступу з Кодовим Розділенням (CDMA), системи Множинного Доступу з Часовим Розділенням (TDMA), системи Множинного Доступу з Частотним Розділенням (FDMA), Ортогональні FDMA (OFDMA) системи і системи FDMA з єдиною Несучою (SC-FDMA). Система безпровідного зв'язку може підтримувати передачу з багатьма входами і багатьма виходами (MIMO). Для MIMO, передавач може застосовувати множину (Т) передавальних антен для передачі даних приймачу, обладнаному множиною (R) приймальних антен. Множина передавальних і приймальних антен формує MIMO канал, який може бути використаний для підвищення пропускної здатності і/або поліпшення надійності. Наприклад, передавач може передавати до Т потоків даних одночасно від Т передавальних антен, щоб поліпшити пропускну здатність. Альтернативно, передавач може передавати єдиний потік даних зі всіх Т передавальних антен, щоб поліпшити надійність. У будь-якому випадку, бажано посилати MIMO передачу таким чином, щоб досягнути хороших характеристик. Тут описані способи для передачі даних, які використовують комбінацію явної циклічної затримки і неявної циклічної затримки. Циклічна затримка може бути одержана застосуванням пилкоподібного фазового стрибка до всіх піднесучих в частотній області або циклічним переміщенням відліків у часовій області. Для явної циклічної затримки різні пилкоподібні фазові стрибки можуть бути застосовані до всіх піднесучих для кожної антени, а пилкоподібні фазові стрибки для всіх антен відомі приймачу. Приймач може виконувати додаткову обробку, щоб брати до уваги явну циклічну затримку. Для неявної циклічної затримки, різні пилкоподібні фазові стрибки можуть бути застосовані до всіх піднесучих для кожної антени, а пилкоподібні фазові стрибки для всіх антен не відомі приймачу. Передавач може передавати пілот-сигнал з тією ж самої неявною циклічною затримкою. Приймач може брати до уваги неявну циклічну затримку на основі оцінки каналу, виведеної з пілот-сигналу. В одному варіанті здійснення передавач може виконувати первинну обробку для різних циклічних затримок (або обробку явної циклічної затримки) на основі першого набору значень циклічної затримки, відомих приймачу. Передавач може виконувати попереднє кодування на основі матриці попереднього кодування як перед, так і після обробки явної циклічної затримки. Передавач може виконувати повторну обробку для різних циклічних затримок (або обробку неявної циклічної затримки) на основі другого набору значень циклічної затримки, невідомих приймачу. Передавач може виконувати обробку як явної, так і неявної циклічної затримки для даних і може виконувати тільки обробку неявної циклічної затримки для пілот-сигналу. Один об'єкт (наприклад, передавач або приймач) може вибирати затримку з множини затримок (які можуть включати в себе нульову затримку, маленьку затримку і велику затримку) і може посилати вибрану затримку іншому об'єкту (наприклад, приймачу або передавачу). Перший набір значень циклічної затримки може бути визначений на основі вибраної затримки. Передавач може автоматично (наприклад, псевдовипадково) вибрати другий набір циклічних затримок без інформування приймача. Різні аспекти і ознаки розкриття описані нижче більш детально. Фіг. 1 показує систему безпровідного зв'язку з множинним доступом. Фіг. 2 показує блок-схему Вузла В і UE. Фіг. 3А і 3В представляють дві схеми передавального (ТХ) MIMO процесора. Фіг. 4 представляє циклічну затримку у часовій області. Фіг. 5 представляє схему приймального (RX) MIMO процесора. Фіг. 6 представляє процес передачі даних. Фіг. 7 представляє пристрій для передачі даних. Фіг. 8 представляє процес прийому даних. Фіг. 9 представляє пристрій для прийому даних. Описані тут способи можуть бути використані для різних систем безпровідного зв'язку, таких як CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, SC-FDMA і інших систем. Терміни "система" і "мережа" часто використовуються як взаємозамінні. Система CDMA може здійснювати радіотехнологію, таку як 1 UA 98636 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Універсальний Наземний Радіодоступ (UTRA), cdma2000 і т. д. UTRA включає в себе широкосмуговий-CDMA (W-CDMA) і інші варіанти CDMA. Сdma2000 охоплює IS-2000, IS-95 і IS856 стандарти. TDMA система може здійснювати радіотехнологію, таку як Глобальна Система для Мобільного Зв'язку (GSM). Система OFDMA може здійснювати радіотехнологію, таку як Виділена UTRA (E-UTRA), Ультрамобільна Широкосмугова (UMB), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDMA® і т. д. UTRA і E-UTRA є частиною Універсальної Мобільної Системи Телекомунікації (UMTS). 3GPP Довгострокової Еволюції (LTE) являє собою планований випуск UMTS, яка використовує E-UTRA. UTRA, E-UTRA, UMTS, LTE і GSM описані rd в документах організації, яка називається "3 Generation Partnership Project" (3GPP). Сdma2000 і rd UMB описані в документах організації, яка називається "3 Generation Partnership Project 2" (3GPP2). Ці різні радіотехнології і стандарти відомі в техніці. Фіг. 1 показує систему 100 безпровідного зв'язку множинного доступу з множиною Вузлів В 110 і множиною UE 120. Вузол В може бути фіксованою станцією, яка зв'язується з UE, і може також розглядатися як виділений Вузол В (eNB), базова станція, точка доступу і т. д. Кожний Вузол В 110 забезпечує зону дії зв'язку для конкретної географічної області. UE 120 можуть бути розосереджені по всій системі і кожне UE може бути стаціонарним або мобільним. UE може також бути розглянуте як мобільна станція, термінал, термінал доступу, абонентський пристрій, станція і т. д. UE може бути стільниковим телефоном, персональним цифровим секретарем (PDA), безпровідним модемом, безпровідним пристроєм зв'язку, портативним пристроєм, ноутбуком, безпровідним телефоном і т. д. UE може зв'язуватися з Вузлом В за допомогою передачі даних по низхідній або висхідній лініях зв'язку. Низхідна лінія (або пряма лінія) стосується лінії зв'язку від Вузлів В до UE, а висхідна лінія зв'язку (або зворотна лінія) стосується лінії зв'язку від UE до Вузлів В. Фіг. 2 показує блок-схему моделі Вузла В 110 і UE 120, які являють собою один з Вузлів В і одне з UE з Фіг. 1. вузол В 110 обладнаний множиною (Т) антен 234а-234f. UE 120 обладнаний множиною (R) антен 232а-252r. Кожна з антен 234 і 252 може бути розглянута як фізична антена. У Вузлі В 110 процесор 220 ТХ даних може приймати дані від джерела 212 даних, обробляти (наприклад, кодувати або узгоджувати символи) дані на основі однієї або більше схем модулювання і схем кодування, і забезпечувати символи даних. Як тут використано, символ даних являє собою символ для даних, пілотний символ являє собою символ для пілотсигналу, і символ може бути дійсною або комплексною величиною. Символи даних і пілотні символи можуть бути символами модуляції зі схеми модуляції, такої як PSK або QAM. Пілотсигнал - це дані, які відомі апріорі Вузлу В і UE. Процесор 230 ТХ MIMO може обробляти символи даних і пілотні символи, як описано нижче, і передавати Т вихідних потоків символів Т модуляторам (MOD) 232а-232t. Кожний модулятор 232 може обробляти свій вихідний потік символів (наприклад, для OFDMA), щоб одержати вихідний потік відліків. Кожний модулятор 232 може потім приводити в потрібний стан (наприклад, перетворювати в аналогову форму, фільтрувати, посилювати і перетворювати з підвищенням частоти) свій вихідний потік відліків і генерувати сигнал низхідної лінії зв'язку. Т сигнали низхідної лінії зв'язку від модуляторів 232а232t можуть бути передані через антени 234а-234t, відповідно. На UE 120, R антени 252а-252r можуть приймати Т сигналів низхідної лінії зв'язку від Вузла В 110, і кожна антена 252 може забезпечити прийнятий сигнал приєднаному демодулятору (DEMOD) 254. Кожний демодулятор 254 може приводити в потрібний стан (наприклад, фільтрувати, посилювати, перетворювати з пониженням частоти і оцифровувати) свій прийнятий сигнал, щоб одержати відліки, і потім може обробляти відліки (наприклад, для OFDM), щоб одержати прийняті символи. Кожний демодулятор 254 може надавати прийняті символи даних RX MIMO процесору 260 і надавати прийняті пілотні символи канальному процесору 294. Канальний процесор 294 може оцінювати відповідь MIMO каналу від Вузла В 110 для UE 120 на основі прийнятих пілотних символів і надавати оцінку MIMO каналу для RX MIMO процесора 260. RX MIMO процесор 260 може виконувати MIMO виявлення по прийнятих символах даних на основі оцінки MIMO каналу і надавати виявлені символи, які являють собою оцінку переданих символів даних. RX процесор даних 270 може обробляти (наприклад, відновлювати символ або декодувати) визначені символи і надавати декодовані дані приймачу даних 272. UE 120 може оцінювати умови каналу і генерувати інформацію про зворотний зв'язок, який може містити різні типи інформації, як описано нижче. Інформація про зворотний зв'язок і дані від джерела 278 даних можуть бути оброблені (наприклад, символи закодовані і узгоджені) за допомогою процесора 280 даних ТХ, просторово оброблені за допомогою процесора 282 ТХ MIMO і потім оброблені за допомогою модуляторів 254а-254t, щоб генерувати R сигналів 2 UA 98636 C2 5 10 15 20 25 30 висхідної лінії зв'язку, які можуть бути передані через антени 252а-252r. У вузлі В 110 R сигнали висхідної лінії зв'язку від UE 120 можуть бути прийняті антенами 234а-234t, оброблені демодуляторами 232а-232t, просторово оброблені RX MIMO процесором 236, і потім оброблені (наприклад, символи відновлені і декодовані) процесором 238 RX даних, щоб повернути інформацію про зворотний зв'язок і дані, послані UE 120. Контролер/процесор 240 може керувати передачею для UE 120, основаною на інформації про зворотний зв'язок. Контролери/процесори 240 і 290 можуть направляти обробку на Вузол В 110 і UE 120, відповідно. Запам'ятовуючі пристрої 242 і 292 можуть зберігати і програмувати коди для Вузла В 110 і UE 120 відповідно. Планувальник 244 може призначати UE 120 і/або інші UE для передачі даних по низхідній лінії зв'язку і/або висхідній лінії зв'язку на основі інформації про зворотний зв'язок, прийнятої від всіх UE. Способи, описані тут, можуть бути використані для MIMO передачі по низхідній лінії зв'язку так само, як і по висхідній лінії зв'язку. Для ясності, деякі аспекти способів описані нижче для MIMO передачі по низхідній лінії зв'язку в LTE. LTE використовує мультиплексування з ортогональним розділенням частоти на низхідній лінії зв'язку і мультиплексування з розділенням частоти однієї несучої (SC-FDM) на висхідній лінії зв'язку. OFDM і SC-FDM розділяють смугу пропускання системи на множину (K) ортогональних піднесучих, які також узагальнено вказуються як тони, біни і т. д. Кожна піднесуча може бути промодульована даними. У загальному випадку, символи модуляції відправляються в частотну область з OFDM і у часову область з SC-FDM. Вузол В 110 може передавати L символів даних одночасно через L рівнів на кожній піднесучій в кожний період символу, де в загальному випадку L≥1. Рівень може відповідати одному просторовому розміру для кожної піднесучої, використовуваної для передачі. Вузол В 110 може передавати дані, використовуючи різні схеми передачі. У одному аспекті, MIMO передача може бути відправлена в комбінації з явною циклічною затримкою і неявною циклічною затримкою. MIMO передача потім може бути відправлена з використанням попереднього кодування. Явна циклічна затримка, неявна циклічна затримка і попереднє кодування можуть бути виконані різним чином. У одному варіанті здійснення, Вузол В 110 може обробляти символи даних для кожної піднесучої k, як вказано далі: yd(k)=С(k)WD(k)Ud(k), 35 40 де d(k) - це Lx1 вектор, що містить L символів даних, які повинні бути відправлені через L рівнів на піднесучій k за один період символів, U - це LxL матриця узгодження "рівень з віртуальною антеною", D(k) - це LxL матриця явної циклічної затримки для піднесучої k, W - це TxL матриця попереднього кодування, С(k) - це ТхТ матриця неявної циклічної затримки для піднесучої k, і yd(k) - це Тх1 вектор, що містить Т вихідних символів для даних для Т передавальних антен на піднесучій k за один період символів. Вузол В 110 може обробляти пілотні символи для кожної піднесучої k, як вказано нижче: yp(k)=С(k)р(k), 45 50 55 (1) (2) де р(k) - це Тх1 вектор, що містить Т пілотних символів, які повинні бути відправлені на піднесучій k за один період символів, і yp(k) - це Тх1 вектор, що містить Т вихідних символів для пілот-сигналу для Т передавальних антен на піднесучій k за один період символів. Рівняння (1) і (2) призначені для піднесучої k. Та ж сама обробка може бути виконана для кожної піднесучої, використовуваної для передачі. У наведеному тут описі матриця може мати один або множину стовпців. Матриця попереднього кодування W може бути використана для формування Т віртуальних антен з Т фізичними антенами 234а-234t. Кожна віртуальна антена може бути сформована з одним стовпцем з W. Символ даних може бути помножений на один стовпець їх W і може потім бути відправлений на одну віртуальну антену і всі фізичні антени. W може бути основана на матриці Фур'є або якій-небудь іншій матриці. W може бути вибрана з набору матриць попереднього кодування. Матриця узгодження "рівень з віртуальною антеною" може бути використана, щоб узгодити символи даних для L рівнів з L віртуальними антенами, вибраними з Т доступних віртуальних 3 UA 98636 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 антен. U може бути визначене на основі узгодження рівня з віртуальною антеною, вибраного для використання. U може також бути одиничною матрицею I з одиницями по діагоналі і нулями в інших місцях. Ті ж самі або інші матриці узгодження можуть бути використані для K піднесучих. Матриця D(k) явної циклічної затримки може бути використана, щоб одержати рознесення з циклічною затримкою, яке може забезпечити збільшення формування діаграми спрямованості, збільшення частотного вибірного розподілу і/або збільшення рознесення. D(k) може також бути використана, щоб досягнути перестановки рівнів, що може мати певні переваги. D(k) може також бути одержана на основі затримки, вибраної з набору затримок, що може включати в себе затримку більшу, ніж довжина циклічного префікса. С(k) матриця неявної циклічної затримки може також бути використана, щоб одержати рознесення з циклічною затримкою. С(k) може бути сформована різними шляхами і може бути обмежена, щоб бути менше, ніж довжина циклічного префікса. У варіанті, показаному в Рівнянні (1), попереднє кодування з W виконане після обробки явної циклічної затримки з D(k). Явна циклічна затримка, таким чином, застосовується до віртуальних антен, сформованих матрицею W попереднього кодування (замість фізичних антен). Ця схема може бути використана для великої затримки. Фіг. 3А показує блок-схему ТХ MIMO процесора 230а, який виконує Рівняння (1) і (2) і являє собою одну схему ТХ MIMO процесора 230 на Вузлі В 110 на Фіг. 2. Всередині процесора 220 ТХ даних, процесори 320а-320s S потоку можуть приймати S потоків даних від джерела 212, де S≥1. Кожний процесор 320 потоку може кодувати, чергувати, скремблювати і узгоджувати символи свого потоку даних, щоб одержати символи. Кожний потік даних може переносити один транспортний блок або пакет за кожний часовий інтервал передачі (TTI). Кожний процесор 320 потоку може обробляти свій транспортний блок, щоб одержати кодове слово і може потім узгоджувати кодове слово з блоком символів модуляції. Терміни "потік даних", "транспортний блок", "пакет" і "кодове слово" можуть бути використані взаємозамінно. Процесори 320а-320s можуть забезпечувати S потоків символів даних. Всередині TX MIMO процесора 230а, пристрій 332 узгодження рівня може узгоджувати символи даних для S потоків даних з L віртуальними антенами, вибраними для використання. У одній схемі пристрій 332 узгодження може узгоджувати символи даних для S потоків даних з L рівнями і може потім встановлювати відповідність символів даних для L рівнів з піднесучими і віртуальними антенами, використаними для передачі. Процесор 334 явної циклічної затримки може перемножувати узгоджені символи для кожної піднесучої з матрицею D(k) явної циклічної затримки. Попередній кодер 336 може перемножувати символи від процесора 334 для кожної піднесучої з матрицею W попереднього кодування, щоб одержати попередньо кодовані символи для цієї піднесучої. Процесор 338 неявної циклічної затримки може прийняти попередньо кодовані символи від попереднього кодера 336 і пілотні символи і може перемножувати символи для кожної піднесучої з матрицею С(k) неявної циклічної затримки, щоб одержати вихідні символи. Процесор 338 може надати Т вихідних символів для Т модуляторів 232а-232t. Кожний модулятор 232 може виконувати OFDM модуляцію для відповідного вихідного потоку символів. Всередині кожного модулятора 232, K вихідних символів, які повинні бути відправлені на K повних піднесучих за один період OFDM символів, можуть бути перетворені з K-точковим зворотним перетворенням Фур'є (IDFT), щоб одержати корисну частину, яка містить K відліків часової області. Кожний відлік часової області являє собою комплексну величину, яка повинна бути передана за один період символу. Останні С відліки корисної частини можуть бути скопійовані і приєднані до фронту корисної частини, щоб сформувати OFDM символ, що містить K+С відліки. Скопійована частина розглядається як циклічний префікс і використовується для боротьби з внутрішньосимвольною інтерференцією (ISI), викликаною частотним вибірним загасанням. Кожний модулятор 232 може додатково обробляти свій потік відліків, щоб генерувати сигнал низхідної лінії зв'язку. Контролер/процесор 240 може приймати інформацію про зворотний зв'язок від UE 120 і генерувати елементи керування для процесора 320 потоку даних і пристрою 332 узгодження рівня. Контролер/процесор 240 може також надавати матрицю D(k) явної циклічної затримки процесору 334, матрицю W попереднього кодування попередньому кодеру 336 і матрицю С(k) неявної циклічної затримки процесору 338. У іншій схемі Вузол В 110 може обробляти символи даних для кожної піднесучої k, як зазначено нижче: yd(k)=С(k)D(k)WUd(k), (3) 4 UA 98636 C2 5 10 15 де D(k) - це ТхТ матриця явної циклічної затримки для піднесучої k. Вузол в 110 може обробляти пілотні символи для кожної піднесучої k, як показано в рівнянні (2). У схемі показаній Рівнянням (3), обробка матриці явної циклічної затримки D(k) виконується після попереднього кодування з W. Явна циклічна затримка, таким чином, застосовується до фізичних антен замість віртуальних антен. Ця схема може бути використана для нульової затримки і невеликої затримки. Фіг. 3В показує блок-схему ТХ MIMO процесора 230b, який виконує рівняння (2) і (3), і є іншою схемою TX MIMO процесора 230 у вузлі В 110 на Фіг. 2. Всередині TX MIMO процесора 230b, пристрій 342 узгодження рівня може узгоджувати символи даних для S потоків даних з L віртуальними антенами, вибраними для використання. Попередній кодер 344 може перемножувати узгоджені символи для кожної піднесучої з матрицею W попереднього кодування і формує попередньо кодовані символи для цієї піднесучої. Процесор 346 явної циклічної затримки може перемножувати попередньо кодовані символи для кожної піднесучої з матрицею D(k) явної циклічної затримки. Процесор 348 неявної циклічної затримки може приймати символи від процесора 346 і пілотні символи і може перемножувати символи для кожної піднесучої з С(k) матрицею неявної циклічної затримки, щоб одержувати вихідні символи. Процесор 348 може надавати Т потоків вихідних символів Т модуляторам 232а-232t. У ще одній схемі, Вузол В 110 може обробляти пілотні символи для кожної піднесучої k, як зазначено нижче: 20 yp(k)=C(k)Vp(k), (4) Н 25 30 де V - це ТхТ унітарна матриця. Унітарна матриця V характеризується властивостями V V=I H і VV =I, які означають, що стовпці V ортогональні один одному, ряди V також ортогональні один одному, і кожний стовпець, і кожний ряд мають одиничну потужність. V може бути основана на матриці Фур'є або деякому іншому типі матриць. Схема в Рівнянні (4) дозволяє передавати пілот-сигнал через всі Т фізичні антени. Схема може бути використана для пілотного каналу (CPICH), синхронізуючого каналу (SCH) і/або іншого каналу. Різні типи матриць попереднього кодування можуть бути використані для схем, показаних в Рівняннях (1) і (3). У одній схемі набір Q матриць попереднього кодування може бути визначений, як вказано нижче: W i=ΛiF, для i=0,…, Q-1, 35 (5) де F - це матриця Фур'є, Λi - це i-та матриця з фазовим зміщенням, і W i - це i-та матриця попереднього кодування. Елементи ТхТ Фур'є матриці F можуть бути виражені як: fu,v = e j2 u v T , для u=0,…, Т-1 і (6) v=0,…, Т-1, де fu,v - це елемент в u-тому ряду і v-тому стовпці матриці Фур'є. 40 У одній моделі матриця Λi з фазовим зміщенням може бути виражена як: e j i , 0  Λi=  0     0  0 e j i,1  0 0   0  ,    j  e i,T1     (7) де i,v - це фаза v-тої антени в i-тій матриці з фазовим зміщенням. Q різних матриць з фазовим зміщенням може бути визначено з різними фазами i,v і/або за допомогою обертання 45 однієї або більше базових матриць. Для схеми, показаної в Рівнянні (5), Q різних ТхТ матриць попереднього кодування W i може бути визначено на основі Фур'є матриці F і Q різних матриць з фазовим зміщенням Λi. Набір матриць попереднього кодування може також бути визначений з іншими унітарними матрицями замість, або на доповнення, до матриці Фур'є. Набір матриць попереднього кодування може 5 UA 98636 C2 5 10 15 також включати в себе одиничну матрицю I, яка може бути використана для передачі кожного рівня по одній фізичній антені. Для передачі по вибраній віртуальній антені можуть бути підраховані різні комбінації стовпців (або підматриць) Q матриць попереднього кодування і L стовпців матриці W i попереднього кодування, які забезпечують найкраще виконання, яке може бути одержане як матриця W попереднього кодування, де в загальному випадку 1≤L≤Т. У одній схемі набір матриць явної циклічної затримки може бути визначений для набору затримок. Кожна затримка може бути пов'язана з V фазовими стрибками для V антен, де антена 0 може мати нульовий фазовий стрибок. Якщо обробка явної циклічної затримки виконується перед попереднім кодуванням, як показано на Фіг. 3А, тоді V=L, де V антен відповідає L вибраним віртуальним антенам. Якщо обробка явної циклічної затримки виконується після попереднього кодування, як показано на Фіг. 3В, тоді V=Т, і V антен відповідає Т фізичним антенам. Розмір матриці D(k) явної циклічної затримки може, таким чином, залежати від того, чи виконана обробка явної циклічної затримки перед або після попереднього кодування. Для ясності, більша частина подальшого опису допускає, що обробка явної циклічної затримки виконується перед попереднім кодуванням, як показано на Фіг. 3А, і D(k) має розмір LxL. У одній схемі, набір матриць явної циклічної затримки може бути визначений як: 0 1 2  m   j K 0 e D(k)=     0 0  20     0 ,    2 (L 1)mk  j K   e   0 (8) де m - це m-та затримка, яка являє собою інтервал затримки між подальшими антенами, і D(k) - матриця явної циклічної затримки для m-тої затримки. У схемі, показаній в Рівнянні (8), значення m,v циклічної затримки і фазового стрибка m,v кожної антени v може бути виражене як: m,v = m ·v, для v=0,…, L-1, і m,v = 25 2 m ·v, для v=0,…, L-1, K (9) (10) Схема в Рівнянні (8) використовує єдиний інтервал m для значень циклічної затримки різних антен. Єдиний інтервал затримки може зменшити сигналізацію службових сигналів, оскільки значення циклічної затримки всіх L антен може бути визначене на основі одного m значення. У одній схемі набір M=3 затримок може бути визначений, щоб включати в себе наступне: 30  0 =0, для нульової затримки, 1 =2, для невеликої затримки, і 40 45 (12) K  2 = , для великої затримки, L 35 (11) (13) Невелика затримка може бути використана, щоб поліпшити діаграму формування променя і коефіцієнт посилення частотної вибірної диспетчеризації, і може бути особливо корисна для каналу з низькою мобільністю, з низькою геометрією, з низьким рангом і т. д. Велика затримка може бути використана, щоб збільшити передачу коефіцієнта рознесення, і може бути придатною для високомобільного каналу (наприклад, для мобільного UE, зо рухається зі швидкістю 30 км/годину або швидше), каналу з високою геометрією, каналу з високим рангом, з більш грубим зворотним зв'язком за часом і частотою і т. д. Велика затримка може забезпечити подібне виконання як нульову затримку в низькомобільному каналі, що може підвищити надійність системи, коли інформація про зворотний зв'язок іде з шумом. Геометрія стосується відношення сигнал/шум/взаємні перешкоди (SINR). Низька геометрія може відповідати низьким SINR, а висока геометрія може відповідати високим SINR. Ранг стосується числа віртуальних антен, вибраних для використання, і також розглядається як порядок просторового мультиплексування. У одній схемі, нульова затримка або невелика затримка може бути використана для передачі з рангом-1, а велика затримка може бути використана для передачі з 6 UA 98636 C2 5 10 рангом-2 або вищої передачі. Обробка рознесення з циклічними затримками з великою затримкою може коректувати SINR L рівнів, використовуваних для передачі даних. У загальному випадку, матриці явної циклічної затримки можуть бути визначені для будьякої кількості затримок і будь-якої конкретної затримки. Наприклад, матриці явної циклічної затримки можуть бути визначені для невеликої затримки величиною l =1 або якого-небудь іншого значення, для великої затримки, меншої, ніж K/L або якого-небудь іншого значення або більшої, ніж K/L, і т. д. Значення циклічної затримки для різних антен можуть мати єдиний інтервал, як показано в Рівняннях (8) і (9). Значення циклічної затримки для різних антен можуть мати також неоднаковий інтервал. У загальному випадку, невелика затримка може бути будьяким значенням, меншим, ніж довжина циклічного префікса, а велика затримка може бути будьяким значенням, більшим, ніж довжина циклічного префікса. У одній схемі, матриця С(k) неявної циклічної затримки може бути визначена як: 0 1 2  1k  j 0 e K С(k)=     0 0  15 0 (14) де ς1 - це значення неявної циклічної затримки для фізичної антени t. Фазовий стрибок θt кожної фізичної антени t може бути виражений як: θt= 20     0 ,    2 T 1k  j K   e   2  t , для t=0,…, Т-1, K (15) де θ0=ς0=0. У загальному випадку, будь-який набір значень неявної циклічної затримки може бути використаний для Т фізичних антен. Значення неявної циклічної затримки можуть бути псевдовипадковими значеннями або можуть бути значеннями, вибраними, щоб одержати хороше виконання. Значення неявної циклічної затримки повинні бути коротшими, ніж довжина С циклічного префікса, як зазначено нижче: 25 -С