Передача даних з нерівномірним розподілом швидкостей передачі даних для системи з множиною входів і множиною виходів (мімо)

1. Спосіб визначення швидкостей даних для множини потоків даних, які підлягають передачі через множину каналів передачі у багатоканальній системі зв’язку, який містить визначення необхідного відношення сигналу до шуму і перешкоди, згадуваного далі як SNR, для кожної з швидкостей даних, які підлягають використанню для множини потоків даних, причому щонайменше дві з швидкостей передачі даних неоднакові; визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних як функції відношення прийнятого сигналу до шуму і перешкоди, визначеного для прийнятих потоків даних, і цілого числа, що представляє каскад обробки послідовної компенсації перешкоди, в якому кожний потік повинен прийматися у приймачі для відновлення множини потоків даних; 2 87807 1 3 12. Спосіб за п. 1, в якому множина швидкостей даних вважається підтримуваною, якщо необхідне SNR для кожної швидкості даних менше або дорівнює ефективному SNR для швидкості даних. 13. Спосіб за п. 1, який додатково містить реалізацію мультиплексування з ортогональним частотним розділенням, що далі згадується як OFDM, у системі зв’язку. 14. Спосіб визначення швидкостей даних для множини потоків даних за п.1, в якому множина потоків даних повинна передаватися за допомогою множини передавальних антен у системі зв’язку з множиною входів і множиною виходів, яка далі згадується як MIMO, що додатково містить визначення робочого відношення сигналу до шуму і перешкоди, що вказує на робочі умови системи МІМО, причому множина швидкостей передачі даних вибирається для досягнення визначеної повної спектральної ефективності, при цьому згадуваний етап визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних також оснований на робочому SNR. 15. Запам'ятовуючий пристрій, що містить код для визначення необхідного відношення сигналу до шуму і перешкоди, що далі згадується як SNR, для кожної з множини швидкостей даних, підлягаючих використанню для множини потоків даних, що підлягають передачі за допомогою множини каналів передачі у багатоканальній системі зв’язку, причому щонайменше дві з швидкостей передачі даних неоднакові; визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних як функції відношення прийнятого сигналу до шуму і перешкоди , визначеного для прийнятих потоків даних, і цілого числа, що представляє каскад обробки послідовної компенсації перешкоди, в якому кожний потік повинен прийматися у приймачі для відновлення множини потоків даних; порівняння необхідного SNR для кожного потоку даних з ефективним SNR для потоку даних; і визначення, на основі результатів порівняння, чи підтримується множина швидкостей даних. 16. Пристрій для визначення швидкостей даних для множини потоків даних в багатоканальній системі зв’язку, який містить засіб для визначення необхідного відношення сигналу до шуму і перешкоди, що далі згадується як SNR, для кожної з множини швидкостей даних, підлягаючих використанню для множини потоків даних, що підлягають передачі за допомогою множини каналів передачі, причому щонайменше дві з швидкостей даних неоднакові; засіб для визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних як функції відношення прийнятого сигналу до шуму і перешкоди, визначеного для прийнятих потоків даних, і цілого числа, що представляє каскад обробки послідовної компенсації перешкоди, в якому кожний потік повинен прийматися у приймачі для відновлення множини потоків даних; засіб для порівняння необхідного SNR для кожного потоку даних з ефективним SNR для потоку даних; і 87807 4 засіб для визначення, на основі результатів порівняння, чи підтримується вказана множина швидкостей даних. 17. Пристрій за п. 16, який додатково містить засіб для оцінювання множини наборів швидкостей даних, і засіб для вибору набору швидкостей, асоційованого з мінімальним прийнятим SNR для використання для множини потоків даних. 18. Пристрій за п. 17, причому пристрій містить передавач, а множина передавальних каналів містить множину передавальних антен, і передавач додатково містить засіб для обробки кожного потоку даних для представлення потоку символів; і засіб для обробки множини потоків символів для множини потоків даних для представлення множини модульованих сигналів, придатних для передачі за допомогою множини передавальних антен. 19. Пристрій за п. 18, в якому контролер, який діє для визначення множини швидкостей передачі даних для множини потоків даних, що підлягають передачі за допомогою множини передавальних антен, містить згаданий засіб для визначення необхідного відношення сигналу до шуму і перешкоди, що далі згадується як SNR, для кожної з множини швидкостей передачі даних, причому щонайменше дві з швидкостей даних неоднакові; згаданий засіб для визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних на основі відношення прийнятого сигналу до шуму і перешкоди для прийнятих потоків даних і раніше відновлених потоків даних у приймачі для відновлення множини потоків даних; згаданий засіб для порівняння необхідного SNR для кожного потоку даних з ефективним SNR для потоку даних; і згаданий засіб для визначення, на основі результатів порівняння, чи підтримується множина швидкостей даних; при цьому процесор передачі, який далі згадується як процесор ТХ даних, містить згаданий засіб для обробки кожного потоку даних з визначеною швидкістю даних для надання відповідного потоку символів; і при цьому один або більше передавачів містять згаданий засіб для обробки множини потоків символів для множини потоків даних для представлення множини модульованих сигналів, придатних для передачі за допомогою множини передавальних антен. 20. Пристрій за п. 19, в якому контролер додатково діє для визначення швидкостей даних для множини потоків даних за допомогою оцінювання множини наборів швидкостей даних і вибору набору швидкостей даних, асоційованого з мінімальним прийнятим SNR. 21. Пристрій за п. 17, що додатково містить блок приймача, причому блок приймача містить процесор прийому, який далі згадується як процесор RX MIMO, який діє для прийому й обробки потоків символів, що приймаються, з використанням обробки послідовної компенсації перешкоди для надання множини виявлених потоків символів 5 87807 6 для множини потоків даних, які передаються, по одному виявленому потоку даних на кожний каскад обробки послідовної компенсації перешкоди; і процесор RX даних, який діє для обробки кожного виявленого потоку символів для надання відповідного декодованого потоку даних; і при цьому швидкості даних для множини потоків даних, які передаються, визначаються шляхом визначення відношення прийнятого сигналу до шуму і перешкоди, що далі згадується як SNR, що вказує на робочі умови системи зв’язку, визначення ефективного SNR для кожного з множини потоків даних на основі прийнятого SNR, визначеного для прийнятих потоків даних і раніше відновлених потоків даних, і визначення швидкості даних для кожного потоку даних на основі ефективного SNR, при цьому щонайменше дві з швидкостей даних неоднакові. 22. Базова станція, що містить пристрій за п. 17. 23. Безпровідний термінал, що містить пристрій за п. 17. 24. Багатоканальна система зв’язку для визначення швидкостей даних для множини потоків даних у багатоканальній системі зв’язку, яка містить пристрій за п. 16, причому багатоканальна система зв’язку являє собою систему зв’язку з множиною входів і множиною виходів, яка далі згадується як система зв’язку MIMO. 25. Система за п. 24, в якій система МІМО реалізує мультиплексування з ортогональним частотним розділенням, що далі згадується як OFDM. Даний винахід відноситься в загальному випадку до передачі даних, а більш конкретно, до способів визначення нерівномірного розподілу швидкостей передачі даних, що використовуються для множини інформаційних потоків, які підлягають передачі по множині каналів зв'язку в багатоканальній комунікаційній системі, наприклад, у системі з множиною входів і множиною виходів (ΜΙΜΟ). У безпровідній комунікаційній системі модульований радіочастотний сигнал передавача може надходити на приймач по різноманітних траєкторіях поширення сигналу. Характеристики таких траєкторій, як правило, згодом змінюються внаслідок ряду різноманітних факторів, таких як, наприклад, загасання сигналу або багатопроменеве поширення сигналу. Для забезпечення рознесення на противагу шкідливому впливу на траєкторії поширення сигналу і для покращення робочих характеристик може бути використана множина передавальних і приймальних антен. Якщо траєкторії поширення сигналу між передавальними і приймальними антенами лінійно незалежні (тобто передача по одній траєкторії не організована у вигляді лінійної комбінації передачі по інших траєкторіях), що в загальному випадку дійсно, щонайменше, до деякої міри, то імовірність правильного приймання передачі даних збільшується зі збільшенням числа антен. Як правило, рознесення збільшується, і робочі характеристики покращуються при збільшенні кількості передавальних і приймальних антен. Комунікаційна система з множиною входів і множиною виходів (ΜΙΜΟ) використовує для передачі даних множину (ΝT) передавальних антен і множину (NR) приймальних антен. Канал ΜΙΜΟ, сформований ΝT передавальними і NR приймальними антенами, може бути розбитий на NS незалежних каналів, причому NS £ min{NT,NR}. Кожний з NS незалежних каналів може називатися також просторовим підканалом (або передавальним каналом) каналу ΜΙΜΟ і відповідає розміру. Якщо використовуються додаткові розмірності, створені множиною передавальних і приймальних антен, система ΜΙΜΟ може забезпечити покращення ро бочих характеристик (наприклад, підвищену пропускну здатність при передачі). Для повнорангового каналу ΜΙΜΟ, де NS = NT £ NR, незалежний інформаційний потік може бути переданий від кожної їх ΝΤ передавальних антен. Передані інформаційні потоки можуть виявитися під впливом різних режимів роботи каналів (таких, наприклад, як загасання сигналу або багатопроменеве поширення сигналу) і досягати різних відношень сигнал/шум-плюс-перешкода (SNR) для заданої величини потужності передачі. Крім того, якщо на приймачі для відновлення переданих інформаційних потоків здійснюється послідовне заглушення перешкод (описано нижче), то для інформаційних потоків можуть бути досягнуті різні SNR у залежності від конкретного порядку, за яким відбувається відновлення інформаційних потоків. Отже, різні швидкості передачі даних можуть підтримуватися різними інформаційними потоками в залежності від досягнутих ними SNR. Оскільки режими роботи каналів, як правило, згодом змінюються, швидкість передачі даних, підтримувана кожним інформаційним потоком, також згодом змінюється. Якщо на передавачі відомі характеристики каналу ΜΙΜΟ (наприклад, SNR, досягнуті інформаційними потоками), то передавач зможе визначити конкретну швидкість передачі даних і схему кодування і модуляції для кожного інформаційного потоку, завдяки чому для інформаційного потоку може бути досягнутий прийнятний рівень робочих характеристик (наприклад, однопроцентна імовірність появи пакетних помилок). Однак, для деяких систем ΜΙΜΟ така інформація на передавачі не доступна. Що може бути доступно замість цього, це досить обмежена кількість інформації, що відноситься, наприклад, до робочого SNR для каналу ΜΙΜΟ, що може бути визначене як очікуване SNR для всіх інформаційних потоків на приймачі. У цьому випадку передавачеві необхідно буде визначити належну швидкість передачі даних і схему кодування і модуляції для кожного інформаційного потоку на основі такої обмеженої кількості інформації. 7 Таким чином, у даній галузі техніки існує потреба у визначенні пакета швидкостей передачі даних для множини інформаційних потоків з метою досягнення високих робочих характеристик при доступності обмеженої кількості інформації на передавачі для каналу ΜΙΜΟ. Запропоновано методику покращення робочих характеристик системи ΜΙΜΟ в умовах, при яких інформація про стан каналу, що свідчить про поточний робочий режим каналу, відсутня на передавачі. Відповідно до одного з аспектів даного винаходу для переданих інформаційних потоків використовується нерівномірний розподіл швидкостей передачі даних. Швидкості передачі даних можуть бути вибрані для досягнення (1) заданої сумарної спектральної ефективності з більш низьким мінімальним "прийнятим" SNR (описано нижче) або (2) більш високої сумарної спектральної ефективності для заданого прийнятого SNR. Запропоновано конкретну схему для досягнення кожної зі згаданих вище цілей. У конкретному варіанті здійснення винаходу, що може бути використаний для досягнення першої зі згаданих вище цілей, запропонований спосіб визначення швидкостей передачі даних, що використовуються для множини інформаційних потоків, що підлягають передачі по множині каналів зв'язку в багатоканальній комунікаційній системі (наприклад, один інформаційний потік може бути переданий через кожну передавальну антену в системі ΜΙΜΟ). Відповідно до цього способу спочатку визначають необхідне SNR для кожної з множини швидкостей передачі даних, що використовуються для інформаційних потоків. Щонайменше, дві швидкості передачі даних неоднакові. Для кожного інформаційного потоку визначають також "ефективне" SNR (описано нижче) на основі прийнятого SNR, і здійснюваного приймачем послідовного заглушення перешкод (також описано нижче) для відновлення інформаційних потоків. Потім порівнюють необхідне SNR для кожного інформаційного потоку з ефективним SNR для даного інформаційного потоку. Швидкості передачі даних вважаються підтримуваними, якщо необхідне SNR для кожного інформаційного потоку менше або дорівнює ефективному SNR для даного інформаційного потоку. Може бути оцінений ряд пакетів швидкостей передачі даних, і для інформаційних потоків може бути вибраний пакет швидкостей, зв'язаний з мінімальним прийнятим SNR. У конкретному варіанті здійснення винаходу, що може бути використаний для досягнення другої зі згаданих вище цілей, запропонований спосіб визначення швидкостей передачі даних, що використовуються для множини інформаційних потоків, що підлягають передачі по множині каналів зв'язку (наприклад, через передавальні антени) у багатоканальній (наприклад, ΜΙΜΟ) комунікаційній системі. Відповідно до цього способу спочатку визначають прийняте SNR. Це прийняте SNR може бути задане для системи або може бути оцінене на основі його виміру на приймачі і періодично подаватися на передавач. Визначається також ефективне SNR для кожного інформаційного потоку на основі прийнятого SNR і послідовного заглушення пере 87807 8 шкод приймачем. Потім визначається швидкість передачі даних для кожного інформаційного потоку на основі ефективного SNR для даного інформаційного потоку, причому, щонайменше, дві швидкості передачі даних неоднакові. Нижче наведений більш докладний опис різноманітних аспектів і варіантів здійснення винаходу. Відповідно до винаходу додатково запропоновані способи, процесори, передавальні пристрої, приймальні пристрої, базові станції, термінали, системи й інші пристрої й елементи, що сприяють реалізації різних аспектів, варіантів здійснення й ознак винаходу, як це більш докладно описано нижче. Ознаки, суть і переваги даного винаходу стануть більш очевидними з наведеного нижче докладного опису і креслень, які його супроводжують, на яких однаковими посилальними позиціями позначені ті самі елементи і на яких представлені: Фіг.1 - функціональна схема варіанта виконання передавальної системи і приймальної системи в системі ΜΙΜΟ; Фіг.2 - схема послідовності операцій, що ілюструє техніку послідовного заглушення перешкод приймачем для обробки прийнятих символьних потоків (NR) з метою відновлення переданих символьних потоків (ΝT); Фіг.3 - схема послідовності операцій, що ілюструє варіант здійснення способу визначення мінімального значення прийнятого SNR, необхідного для підтримки заданого пакета швидкостей передачі даних; Фіг.4 - графіки залежності частоти пакетних помилок (PER) від SNR для системи {1, 4} ΜΙΜΟ зі спектральною ефективністю 1,4/3, 5/3 і 2 біт/с/Гц; Фіг.5 - функціональна схема варіанта виконання передавального пристрою; Фіг.6 - функціональна схема варіанта виконання приймального пристрою, здатного реалізувати техніку послідовного заглушення перешкод приймачем. Наведена в даному описі методика визначення пакета швидкостей передачі даних для множини інформаційних потоків, яка основана на обмеженій інформації про стан каналу, може бути реалізована в різних багатоканальних комунікаційних системах. До числа таких багатоканальних комунікаційних систем відносяться комунікаційні системи з множиною входів і множиною виходів (ΜΙΜΟ), комунікаційні системи з ортогональним мультиплексуванням з розділенням частоти (OFDM), комунікаційні системи ΜΙΜΟ, що використовують OFDM (тобто системи ΜΙΜΟ-OFDM) і так далі. Для спрощення сприйняття, різні аспекти і варіанти здійснення даного винаходу описані на конкретному прикладі системи ΜΙΜΟ. Система ΜΙΜΟ використовує для передачі даних множину передавальних антен (ΝТ) і множину приймальних антен (NR). Канал ΜΙΜΟ, утворений ΝΤ передавальними і NR приймальними антенами, може бути розбитий на NS незалежних каналів при NS £ min {NT, NR}. Кожний з NS незалежних каналів може також називатися просторовим підканалом (або передавальним каналом) каналу ΜΙΜΟ. Кількість просторових підканалів визначається числом 9 власних мод для каналу ΜΙΜΟ, що, у свою чергу, залежить від матриці відгуку каналу, Н, що описує відгук між NT передавальними і NT приймальними антенами. Елементи матриці відгуку каналу, Н, побудовані з незалежних гауссових випадкових змінних {hij}, при і = 1, 2, ... NR i j = 1, 2, ... ΝT, де hij зв'язок (тобто комплексний коефіцієнт підсилення) між антеною j-передачі й антеною i-приймання. Для спрощення сприйняття, матриця відгуку каналу, Н, умовно приймається як повнорангова (тобто Ns = NT £ NR), і один з незалежних інформаційних потоків може передаватися кожною з Ντ передавальних антен. На Фіг.1 показана функціональна схема варіанта виконання передавальної системи 110 і приймальної системи 150 у системі ΜΙΜΟ 100. У передавальній системі 110 дані про трафік ряду інформаційних потоків надходять від інформаційного джерела 112 на процесор 114 передачі (ТХ) даних. В одному з варіантів здійснення винаходу кожен інформаційний потік передається через відповідну передавальну антену. Процесор 114 ТХ даних формату є, кодує й ущільнює в часі дані про трафік для кожного інформаційного потоку на основі конкретної схеми кодування, вибраної для даного інформаційного потоку, з метою одержання кодованих даних. Кодовані дані для кожного інформаційного потоку можуть бути мультиплексовані пілотними даними з використанням, наприклад, мультиплексування з часовим розділенням (TDM) або мультиплексування з кодовим розділенням (CDM). Пілотні дані являють собою, як правило, відому комбінацію даних, яка обробляється відомим способом (якщо взагалі обробляється) і може бути використана в приймальній системі для оцінки відгуку каналу. Потім мультиплексовані пілотні і кодовані дані для кожного інформаційного потоку модулюються (тобто перетворюються в символи) на основі конкретної схеми модуляції (наприклад, двопозиційної фазової маніпуляції - BPSK, дворазової фазової маніпуляції - QSPK, багаторазової фазової маніпуляції - M-PSK або багатопозиційної амплітудної маніпуляції - M-QAM), вибраної для даного інформаційного потоку, з метою одержання символів модуляції. Швидкість передачі даних, кодування і модуляція для кожного інформаційного потоку можуть бути визначені керуючими сигналами, які виробляються контролером 130. Потім символи модуляції для всіх інформаційних потоків передаються на процесор 120 ТХ ΜΙΜΟ, що може додатково обробляти символи (наприклад, для OFDM). Потім процесор 120 ТХ ΜΙΜΟ передає ΝT символьні потоки на ΝT передавачі (TMTR) 122а - 122t. Кожен передавач 122 приймає й обробляє відповідний символьний потік для одержання одного або більше аналогових сигналів і далі попередньо формує (наприклад, підсилює, фільтрує і перетворює з підвищенням частоти) аналогові сигнали з метою одержання модульованого сигналу, придатного для передачі по каналу ΜΙΜΟ. Потім модульовані ΝT сигнали з передавачів 122а - 122t передаються відповідно Ντ антенами 124а - 124t. 87807 10 У приймальній системі 150 передані модульовані сигнали приймаються NR антенами 152а 152r, а прийнятий сигнал з кожної антени 152 подається на відповідний приймач (RCVR) 154. Кожен приймач 154 попередньо формує (наприклад, підсилює, фільтрує і перетворює зі зниженням частоти) відповідний прийнятий сигнал, перетворює сформований сигнал у цифрову форму для одержання вибірки і далі обробляє вибірки з метою одержання відповідного "прийнятого" символьного потоку. Потім процесор 160 приймання (RX) даних MIMO приймає й обробляє NR символьні потоки, прийняті від приймачів 154, на основі конкретної техніки обробки сигналів приймачем з метою одержання NT “виявлених” символьних потоків. Обробка даних процесором 160 RX MIMO більш докладно описана нижче. Кожен виявлений символьний потік містить символи, що є попередніми оцінками символів модуляції, переданими для відповідного інформаційного потоку. Потім процесором 160 RX MIMO демодулює, розформовує і декодує кожен виявлений символьний потік з метою відновлення даних про трафік для інформаційного потоку. Обробка, здійснювана процесором 160 RX MIMO, є додатковою до тієї, котра здійснюється процесором 120 ТX MIMO і процесором 114 ТХ даних у приймальній системі 110. Процесор 160 RX MIMO може одержати попередню оцінку відгуку каналу між NT передавальними і NR приймальними антенами, наприклад, на основі пілот-сигналу, мультиплексованого даними про трафік. Попередня оцінка відгуку каналу може бути використана для обробки просторових або просторово-часових параметрів приймачем. Процесор 160 RX MIMO може далі оцінювати відношення сигнал/шум-плюс-перешкода (SNR) виявлених символьних потоків і, можливо, інші характеристики каналу, і передавати ці величини на контролер 170. Процесор 160 RX MIMO або контролер 170 може далі одержати попередню оцінку “робочого” SNR для системи, що є індикативним параметром робочого режиму лінії зв'язку. Потім контролер 170 забезпечує одержання інформації про стан каналу (CSI), яка може містити різні види інформації у відношенні лінії зв'язку і/або прийнятого інформаційного потоку. Наприклад, CSI може містити тільки оперативне значення SNR. Потім CSI обробляється процесором 178 ТХ даних, модулюється модулятором 180, приводиться до необхідного виду передавачами 154а 152r і передається назад у передавальну систему 110. У передавальній системі 110 модульовані сигнали від приймальної системи 150 приймаються антенами 124, попередньо формуються приймачами 122, демодулюються демодулятором 140 і обробляються процесором 142 RX даних з метою відновлення CSI, переданої у вигляді повідомлення приймальною системою. Потім повідомлена CSI передається на контролер 130 і використовується для (1) визначення швидкостей передачі даних і схем кодування і модуляції, що підлягають використанню для інформаційних потоків, і (2) генерування різноманітних керуючих сигналів для 11 процесора 114 ТХ даних і процесором 120 ТХ MIMO. Контролери 130 і 170 керують відповідно передавальною і приймаючою системами. Запам'ятовуючі пристрої 132 і 172 забезпечують збереження кодів програм і даних, використовуваних відповідно контролерами 130 і 170. Модель для системи ΜΙΜΟ може бути виражена як: Рівняння (1) у = Нх + n, де у - прийнятий вектор, тобто у = [у1 у2 ... уNR]Т, де {уi} - дані, що вводяться, прийняті антеною i-приймання, а i Î {1,..., NR}; x - переданий вектор, тобто x = [х1 х2 ... xNT] Τ, де {xj} - дані, що вводяться, які передаються антеною j-передачі, а j Î {1... ,NT}; Η - матриця відгуку каналу для каналу ΜΙΜΟ; n - адитивний білий гауссів шум (AWGN) із середнім вектором 0 і коваріаційною матрицею Ùn = σ2l, де 0 - вектор нулів, І - одинична матриця з одиницями по діагоналі і нулями на всіх інших ділянках, а σ 2 - дисперсія шуму; [.]T позначає транспозицію [.]. Внаслідок розсіювання в середовищі поширення ΝT символьні потоки, передані ΝT передавальними антенами, інтерферують один з одним на приймачі. Більш конкретно, заданий символьний потік, переданий однією передавальною антеною, може бути прийнятий усіма NR приймальними антенами на різних амплітудах і фазах. Кожен прийнятий сигнал може містити складову кожного з ΝT переданих символьних потоків. Прийняті NR сигнали могли б разом містити всі ΝT передані символьні потоки. Однак ці ΝT символьні потоки розсіюються серед прийнятих NR сигналів. На приймачі може бути використана різна техніка обробки NR прийнятих сигналів для виявлення ΝT переданих символьних потоків. Ця техніка обробки сигналів приймачем може бути розбита на дві основні категорії: - просторова і просторово-часова техніка обробки сигналів приймачем (яка іменується також технікою вирівнювання) і - техніка обробки сигналів приймачем, спрямована на "послідовне обнуління/вирівнювання і заглушення перешкод" (яка іменується також "послідовним заглушенням перешкод приймачем" або "послідовним заглушенням перешкод". Загалом, просторова і просторово-часова техніка обробки сигналів приймачем забезпечує виділення переданих символьних потоків на приймачі. Кожен переданий символьний потік може бути "виявлений" шляхом (1) об'єднання різних складових переданого символьного потоку, включених у NR прийняті сигнали на основі оцінки відгуку каналу, і (2) усунення (або заглушення) перешкод, що привносяться іншими символьними потоками. Така техніка обробки сигналів приймачем забезпечує або (1) декореляцію окремих переданих символьних потоків таким чином, щоб не було ніяких перешкод від інших символьних потоків, або (2) максимізацію SNR кожного виявленого символьного потоку в присутності шуму і перешкод від інших символьних потоків. Потім кожен виявлений символьний потік обробляється (наприклад, демоду 87807 12 люється, розущільнюється і декодується) з метою відновлення даних про трафік для символьного потоку. Техніка послідовного заглушення перешкод приймачем забезпечує відновлення переданих символьних потоків (один за раз), використовуючи просторову і просторово-часову обробку сигналів приймачем, і заглушення перешкод завдяки кожному "відновленому" символьному потокові, у результаті чого більш пізні відновлені символьні потоки піддаються меншому впливові перешкод і можуть досягти більш високих значень SNR. Техніка послідовного заглушення перешкод приймачем може бути використана в тому випадку, коли перешкоди, наведені кожним відновленим символьним потоком, можуть бути точно оцінені і подавлені, що вимагає безпомилкового відновлення символьного потоку або відновлення з незначною погрішністю. Техніка послідовного заглушення перешкод приймачем (яка більш докладно описана нижче), як правило, перевершує техніку просторової/просторово-часової обробки сигналів приймачем. Для здійснення процесу послідовного заглушення перешкод приймачем NR прийняті символьні потоки обробляються рядом ΝT каскадів для послідовного відновлення одного переданого символьного потоку в кожному каскаді. Після відновлення кожного переданого символьного потоку перешкоди, які він наводить на інші ще не відновлені символьні потоки, оцінюються і заглушуються в прийнятих символьних потоках, а "модифіковані"символьні потоки обробляються далі в наступному каскаді з метою відновлення наступного переданого символьного потоку. Якщо передані символьні потоки можуть бути відновлені без помилки (або з мінімальними помилками) і якщо оцінка відгуку каналу є обґрунтовано точною, то заглушення перешкод, наведених відновленим символьним потоком, є ефективним, і SNR кожного наступного відновленого символьного потоку покращується. Таким чином, для всіх переданих символьних потоків (за винятком, можливо, першого переданого символьного потоку, що підлягає відновленню) можуть бути підвищені робочі характеристики. У даному описі використовується наступна термінологія: - "передані" символьні потоки - символьні потоки, що передаються з передавальних антен; - "прийняті" символьні потоки - вхідні сигнали процесора просторової або просторово-часової обробки сигналів у першому каскаді послідовного заглушення перешкод приймачем (дивися Фіг.6); - "модифіковані" символьні потоки - вхідні сигнали процесора просторової або просторовочасової обробки сигналів у кожному наступному каскаді послідовного заглушення перешкод приймачем; - "виявлені" символьні потоки - виходи процесора просторової обробки сигналів (у каскаді k може бути виявлене до NT-k + 1 символьних потоків); - "відновлений" символьний потік - символьний потік, який декодований на приймачі (тільки один символьний потік відновлюється в кожнім каскаді). 13 Фіг.2 - схема послідовності операцій, що ілюструє техніку послідовного заглушення перешкод приймачем для обробки NR прийнятих символьних потоків з метою відновлення ΝT переданих символьних потоків. Для спрощення сприйняття, у наведеному нижче описі Фіг.2 умовно прийнято, що (1) кількість просторових підканалів дорівнює кількості передавальних антен (тобто NS = NT £ NR) і (2) кожній з передавальних антен передається лише один з незалежних інформаційних потоків. Для першого каскаду (k = 1) приймач спочатку здійснює просторову або просторово-часову обробку NR прийнятих символьних потоків з метою виділення ΝΤ переданих символьних потоків (каскад 212). Для першого каскаду просторова або просторово-часова обробка може забезпечити одержання ΝT виявлених символьних потоків, що є попередніми оцінками (ще не відновлених) ΝT переданих символьних потоків. Потім вибирається один з виявлених символьних потоків (наприклад, на основі конкретної схеми вибору) і піддається подальшій обробці. Якщо ідентичність переданого символьного потоку, що підлягає відновленню в даному каскаді, відома a priori, то може бути здійснена просторова або просторово-часова обробка для одержання тільки одного виявленого символьного потоку для цього переданого символьного потоку. У будь-якому випадку, вибраний виявлений символьний потік піддається подальшій обробці (наприклад, демодулюється, розущільнюється і декодується) для одержання декодованого інформаційного потоку, який є попередньою оцінкою інформаційного потоку для переданого символьного потоку, відновлюваного в даному каскаді (каскад 214). Потім визначається, чи відновлені всі передані символьні потоки чи ні (каскад 216). Якщо відповідь позитивна, процес обробки сигналів приймачем припиняється. У противному випадку оцінюються перешкоди, які наводяться на кожний з NR прийнятих символьних потоків тільки що відновленим символьним потоком (каскад 218). Перешкоди можуть оцінюватися шляхом спочатку повторного кодування кодованого інформаційного потоку, ущільнення в часі повторно кодованих даних і складання карти символів ущільнених у часі даних (з використанням таких же схем кодування, часового ущільнення і модуляції, що використовуються в передавальному пристрої для цього інформаційного потоку) з метою одержання "ремодульованого" символьного потоку, що служить попередньою оцінкою для тільки що відновленого переданого символьного потоку. Потім ремодульований символьний потік згортається кожним з NR елементів у векторі h відгуку каналу для одержання складових перешкод, що наводяться тільки що відновленим символьним потоком. Вектор h являє собою стовпчик в (NR x ΝT) матриці відгуку каналу, Н, що відповідає антені j-передачі, яка використовується для тільки що відновленого символьного потоку. Вектор h містить NR елементи, якими визначається відгук каналу між антеною j-передачі і NR приймальними антенами. Потім NR складові перешкод віднімаються від NR прийнятих символьних потоків для одержання 87807 14 NR модифікованих символьних потоків (каскад 220). Модифіковані символьні потоки являють собою потоки, які могли б бути отримані, якби тільки що відновлений символьний потік не був переданий (тобто припустивши, що було здійснене ефективне заглушення перешкод). Потім обробка, здійснювана в каскадах 212 і 214, повторюється для NR модифікованих символьних потоків (замість прийнятих символьних потоків) для відновлення іншого переданого символьного потоку. Таким чином, обробка в каскадах 212 і 214 повторюється для кожного переданого символьного потоку, що підлягає відновленню, а обробка в каскаді 218 і 220 здійснюється, якщо є інший переданий символьний потік, що підлягає відновленню. Для першого каскаду вхідними символьними потоками є NR прийняті символьні потоки від NR приймальних антен. А для кожного наступного каскаду вхідними символьними потоками є NR модифіковані символьні потоки з попереднього каскаду. Процес обробки сигналів у кожному каскаді здійснюється аналогічним чином. У кожному наступному після першого каскаду символьні потоки, відновлені в попередніх каскадах, вважаються анульованими, у результаті чого розмірність матриці відгуку каналу, Н, послідовно зменшується на один стовпчик для кожного наступного каскаду. Таким чином, процес послідовного заглушення перешкод приймачем включає обробку в ряді каскадів - один каскад для кожного переданого символьного потоку, що підлягає відновленню. У кожному каскаді відновлюється один з переданих символьних потоків і (за винятком останнього каскаду) заглушуються перешкоди, що наводяться цим відновленим символьним потоком, з метою одержання модифікованих символів потоків для наступного каскаду. Таким чином, кожний наступний відновлений символьний потік знаходиться під меншим впливом перешкод і може досягти більш високого значення SNR, ніж без заглушення перешкод. SNR відновлених символьних потоків залежать від конкретного порядку, у якому відновлюються символьні потоки. Для послідовного заглушення перешкод приймачем вхідні символьні потоки для каскаду k (припустивши, що перешкоди від символьних потоків, відновлених у попередніх k - 1 каскадах, були ефективно подавлені) можуть бути виражені як: уk = Нkхk + n, Рівняння (2) де уk - NR x 1 вхідний вектор для каскаду k, тобто уk = [y1k y2k … yNRk]T, де yik - дані, що вводяться, для антени i-приймання в каскаді k; хk - (NT - k + 1) x 1 переданий вектор для каскаду k, тобто хk = [xk xk+1 … xNT] T, де xj - дані, що вводяться, переданою антеною j-передачі; Нk - NR x (NT - k + 1) матриця відгуку каналу для каналу MIMO з вилученими колонками k - 1 для символьних потоків, відновлених у попередніх каскадах тобто Нk = [hk hk+1 … hNT]; n - адитивний білий гауссів шум. Для спрощення сприйняття, рівнянням (2) допускається, що передані символьні потоки відновлюються відповідно до порядкового номера передавальних антен (тобто символьний потік, 15 87807 переданий передавальною антеною 1, відновлюється першим, символьний потік, переданий передавальною антеною 2, відновлюється другим і т.д., а символьний потік, переданий передавальною антеною NT, відновлюється останнім). Рівняння (2) може бути переписане в такий спосіб: Рівняння (3) Передані символьні потоки, що підлягають відновленню в каскаді k, можуть розглядатися як такі, що проеціюються під конкретним кутом з перешкодовмісного підпростору (або площини), S1. Переданий символьний потік залежить від вектора hk відгуку каналу (і визначається ним). Вільна від перешкод складова переданого символьного потоку може бути отримана шляхом проеціювання вектора відгуку каналу, hk, на вільний від перешкод підпростір, що розташований під прямим кутом до перешкодовмісного підпростору. Ця проекція може бути досягнута шляхом збільшення величини hk фільтром, що має відгук w. Фільтром, що після проекції здобуває максимальну енергію, є такий, котрий лежить у підпросторі, побудованому вектором hk і перешкодовмісним підпростором, S1, де S1 = діапазон (i1, i2 … iNT - k), im Hin = dm,n і {in}, при n = 1, 2, … NT - k, - ортонормований базис, що стягує перешкодовмісний підпростір, S1. Середня енергія після проекції дана у вигляді: é 2ù é E ê w H hk ú = E ê hH hk ê k ê ú ë û ë NR N T -k H é = - å i E ê hk hH j ê k NT j =1 ë = 2ù é 2ù ú - E ê S lH hk ú ú ê ú û ë û 2ù úi j ú û Рівняння (4) NR - N T + k , NT H де w hk являє собою проекцію на вільний від перешкод підпростір (тобто необхідну складову), а 1H S hk являє собою проекцію на перешкодовмісний підпростір (тобто перешкодовмісну складову). Рівняння (4) припускає використання однакової потужності передачі для передавальних антен. Ефективне SNR для символьного потоку, відновлюваного в каскаді k, SNReff (k), може бути виражене як: P (N - NT + k ) , SNReff (k ) = tot R s2 NT Рівняння (5) де Ρtot - сумарна потужність передачі, доступна для передачі даних, що рівномірно розподіляється по ΝT передавальних антенах, у результаті чого на кожну передавальну антену приходиться Ptotl/NT, а σ2 - дисперсія шуму. Прийняте SNR для всіх NR прийнятих символьних потоків, SNRrx, може бути визначене як: P N SNRrx = tot R Рівняння (6) s2 Після додавання рівнянь (5) і (6) ефективне SNR для символьного потоку, відновленого в каскаді к, може бути виражене як: 16 æ N - NT + k ö ÷SNRrx . Рівняння (7) SNReff (k ) = ç R ÷ ç N N T R ø è Формулювання ефективного SNR, представлене в рівнянні (7), базується на декількох допущеннях. По-перше, передбачається, що перешкоди, викликані кожним відновленим інформаційним потоком, ефективно заглушуються і не привносяться в шум і перешкоди, які відслідковуються символьними потоками, відновлюваними в наступному. По-друге, передбачається, що з одного каскаду на інший не передається жодна помилка (або передається незначна помилка). По-третє, для одержання кожного виявленого символьного потоку застосовується оптимальний фільтр, що максимізує SNR. Рівняння (7) забезпечує також одержання ефективного SNR в одиницях лінійних величин (тобто не в одиницях логарифмічних величин або децибелах). Як зазначалося вище, передані символьні потоки можуть знаходитися під впливом різних робочих режимів каналу і досягати різних значень SNR для заданої величини потужності передачі. Якщо на передавачі відомо досягнуте SNR кожного символьного потоку, то для відповідного інформаційного потоку можуть бути вибрані швидкість передачі даних і схема кодування і модуляції для максимізації спектральної ефективності з досягненням цільової частоти пакетних помилок (PER). Однак для деяких систем ΜΙΜΟ інформація про стан каналу, що свідчить про поточний робочий режим каналу, на передавачі не доступна. У цьому випадку, для інформаційних потоків неможливо здійснити адаптивне регулювання швидкості. Звичайно в деяких системах ΜΙΜΟ дані передаються ΝT передавальними антенами на однакових швидкостях передачі даних (тобто використовується рівномірний розподіл швидкостей передачі даних), якщо інформація про стан каналу не доступна на передавачі. На приймачі NT прийняті символьні потоки можуть оброблятися з застосуванням техніки послідовного заглушення перешкод. В одній з відомих схем у кожному каскаді k визначаються SNR (NT - k + 1) виявлених символьних потоків, і в цьому каскаді виявлений символьний потік відновлюється з найвищим SNR. Така схема передачі, що використовує рівномірний розподіл швидкостей передачі даних, забезпечує одержання недостатньо оптимальних робочих характеристик. У даному винаході запропонована методика, що дозволяє поліпшити робочі характеристики системи ΜΙΜΟ у випадках, коли інформація про стан каналу, що свідчить про поточний робочий режим каналу, не доступна на передавачі. Відповідно до одного з аспектів винаходу для передачі інформаційних потоків використовується нерівномірний розподіл швидкостей передачі даних. Швидкості передачі даних можуть бути вибрані для досягнення (1) заданої сумарної спектральної ефективності з більш низьким мінімальним прийнятим SNR або (2) більш високої сумарної спектральної ефективності для заданого прийнятого SNR. Запропоновано конкретну схему для досягнення кожної зі згаданих вище цілей. Може бути показа 17 но, що нерівномірний розподіл швидкостей передачі даних, загалом, перевершує традиційний рівномірний розподіл швидкостей передачі даних у багатьох ситуаціях. Як показано в рівнянні (7), ефективне SNR кожного відновлюваного символьного потоку залежить від конкретного каскаду, у якому це відновлення має місце, що відмічено коефіцієнтом "k" у чисельнику рівняння (7). Найменше ефективне SNR досягається для першого відновлюваного символьного потоку, а найбільше ефективне SNR досягається для останнього відновлюваного символьного потоку. Для досягнення покращених робочих характеристик нерівномірний розподіл швидкостей передачі даних може бути використаний для інформаційних потоків, переданих різними антенами (тобто різним передавальним антенам можуть бути призначені різні значення спектральної ефективності), у залежності від їхніх ефективних SNR. На приймачі передані інформаційні потоки можуть бути відновлені в зростаючому порядку швидкостей передачі даних. Тобто, інформаційний потік з найменшою швидкістю передачі даних відновлюється першим, інформаційний потік з наступною, більш високою швидкістю передачі даних відновлюється другим і т.д., а інформаційний потік з найбільшою швидкістю передачі даних відновлюється останнім. Швидкості передачі даних, які підлягають використанню для інформаційних потоків, можуть встановлюватися з урахуванням різних факторів. По-перше, символьні потоки, відновлювані на більш ранніх стадіях, досягають більш низьких ефективних SNR, як це показано в рівнянні (7), і далі підпадають під більш низьку кратність рознесення. Фактично, кратність рознесення в каскаді к може бути виражена як (NR - ΝT + k). Крім того, помилки декодування від символьних потоків, відновлених на більш ранніх стадіях, поширюються на символьні потоки, відновлювані на більш пізніх стадіях, і можуть впливати на ефективні SNR цих символьних потоків, відновлюваних на більш пізніх стадіях. Таким чином, для символьних потоків, відновлюваних на більш ранніх стадіях, можуть бути вибрані такі швидкості передачі даних, що забезпечують високу вірогідність відновлення цих символьних потоків і зменшення або обмеження ефекту поширення помилок (ЕР) на символьні потоки, відновлювані на більш пізніх стадіях. Подруге, символьні потоки, відновлювані на більш пізніх стадіях, можуть виявитися менш захищеними від впливу помилок, якщо вони призначені для підтримки більш високих значень спектральної ефективності, навіть незважаючи на те, що вони здатні досягати більш високих ефективних SNR. Можуть бути застосовані різноманітні схеми для (1) визначення мінімального прийнятого SNR, необхідного для підтримки заданого розподілу швидкостей передачі даних (або величин спектральної ефективності), або (2) визначення розподілу величин спектральної ефективності, що дозволяє досягти найкращих робочих характеристик для заданого прийнятого SNR. Одна така конкретна 87807 18 схема для досягнення кожної з цих цілей описана нижче. Фіг.3 являє собою схему послідовностей операцій для здійснення варіанта способу 300 визначення мінімального прийнятого SNR, необхідного для підтримки заданого пакета швидкостей передачі даних. Цей пакет швидкостей передачі даних позначений як {rк}, при k = 1, 2, ... ΝT, у якому швидкості розташовані в наступному порядку: r1 £ r2...£ rNT… Швидкості передачі даних у пакеті {rк} підлягають використанню для ΝT інформаційних потоків, що підлягають передачі ΝT передавальними антенами. Спочатку визначається SNR, необхідне на приймачі для підтримки кожної швидкості передачі даних (або спектральної ефективності) у пакеті {rk} (етап 312). Це може бути досягнуте шляхом застосування довідкової таблиці залежності необхідних SNR від спектральної ефективності. Необхідне SNR для заданої спектральної ефективності може бути визначене (наприклад, з використанням комп'ютерного моделювання) на основі допущення того, що один інформаційний потік передається по {1, NR} каналу з одним входом і множиною виходів (SIMO) і далі визначається для конкретної цільової PER (наприклад, 1% PER). Необхідне SNR для інформаційного потоку зі швидкістю rk передачі даних позначається як SNreq(rk). Одержання пакета ΝT необхідних SNR для ΝT інформаційних потоків забезпечується на етапі 312. ΝT швидкості передачі даних у пакеті {rk} зв'язані з NT SNR, що необхідні на приймачі для досягнення цільової PER (наприклад, визначеної з довідкової таблиці). Ці ΝT швидкості передачі даних зв'язані також з NT ефективними SNR, що можуть бути досягнуті на приймачі на основі конкретних прийнятих SNR, з використанням техніки послідовного заглушення перешкод приймачем, як показано в рівнянні (7). Вважається, що швидкості передачі даних у пакеті {rk} підтримуються, якщо ΝT необхідні SNR рівні або нижчі відповідних ефективних SNR. Візуально ΝT необхідні SNR можуть бути представлені у вигляді графіка залежності від швидкостей передачі даних і з'єднані разом першою кривою, a NT ефективні SNR можуть також бути представлені у вигляді графіка залежності від швидкостей передачі даних і з'єднані разом другою кривою. Після цього швидкості передачі даних у пакеті{rk} вважаються підтримуваними, якщо жодна частина першої кривої не знаходиться вище другої кривої. Межа для заданої швидкості передачі даних може бути встановлена як різниця між ефективним SNR і необхідним SNR для швидкості передачі даних, тобто межа (k) = SNReff (rk) - SNRreq (rk). Швидкості передачі даних у пакеті {rк} можуть також вважатися підтримуваними, якщо межа для кожної швидкості передачі даних дорівнює нулю або більше. Ефективні SNR для інформаційних потоків залежать від прийнятих SNR і можуть бути отримані на основі прийнятих SNR, як показано в рівнянні (7). Мінімальним прийнятим SNR, необхідним для підтримки ΝT швидкостей передачі даних у пакеті {rк}, є прийняте SNR, що приводить до одержання 19 ефективного SNR, щонайменше, однієї швидкості передачі даних, рівної необхідному SNR (тобто нульова межа). У залежності від конкретних швидкостей передачі даних, включених у пакет {rk}, мінімальна (нульова) межа може бути досягнута для будь-якої однієї з ΝT швидкостей передачі даних у пакеті. Для першого кроку в ітеративному процесі вважається, що мінімальна межа досягається останнім відновлюваним інформаційним потоком, і індексна змінна λ встановлюється на ΝT (тобто λ = ΝT) (етап 314). Потім ефективне SNR для λмінімальним прийнятим SNR, необхідним для підтримки швидкостей передачі даних у пакеті {rk}. Процес, показаний на Фіг.3, може бути також використаний для того, щоб визначити, підтримується або не підтримується заданий пакет швидкостей передачі даних заданим прийнятим SNR. Прийняте SNR може відповідати робочому SNR, SNRop, що може мати середнє або очікуване (але не обов'язково миттєве) значення прийнятого SNR на приймачі. Робоче SNR може бути визначене на основі вимірів на приймачі і може періодично подаватися на передавач. В альтернативному варіанті здійснення винаходу робоче SNR може служити попередньою оцінкою каналу ΜΙΜΟ, у якому очікується робота передавача. У будь-якому випадку, для системи ΜΙΜΟ прийняте SNRe даним або заданим. Як показано на Фіг.3, щоб визначити, підтримується чи не підтримується заданий пакет швидкостей передачі даних заданим прийнятим SNR, спочатку може бути визначене необхідне SNR для кожної швидкості передачі даних (етап 312). Одержання сукупності ΝΤ необхідних SNR для ΝΤ інформаційних потоків забезпечується на етапі 312. Етапи 314, 316 і 318 можуть бути пропущені, оскільки прийняте SNR уже задано. Потім на основі заданого прийнятого SNR і з використанням рівняння (7), при k = 1, 2, ... ΝΤ, визначається ефективне SNR (етап 320). Одержання сукупності ΝΤ ефективних SNR для Ντ інформаційних потоків забезпечується на етапі 320. Потім необхідне SNR для кожної швидкості передачі даних у пакеті {rk} порівнюється з ефективним SNR для даної швидкості передачі даних (етап 322). Далі визначається, підтримуються або не підтримуються швидкості передачі даних у пакеті {rk} прийнятим SNR. Якщо необхідне SNR для кожної з ΝΤ швидкостей передачі даних менше або дорівнює ефективному SNR для даної швидкості передачі даних, то швидкості передачі даних у пакеті {rk} вважаються підтримуваними прийнятим SNR і з'являється успішний результат операції (етап 326). У противному випадку, якщо необхідне SNR для кожної з ΝΤ швидкостей передачі даних перевищує ефективне SNR для даної швидкості передачі даних, то швидкості передачі даних у пакеті {rk} вважаються не підтримуваними прийнятим SNR і з'являється несприятливий результат операції. Для спрощення сприйняття, нижче наведений опис приклада для системи {1,4} ΜΙΜΟ з двома передавальними антенами (тобто ΝΤ = 2) і 87807 20 чотирма приймальними антенами (тобто NR = 4), призначеної для підтримки сумарної спектральної ефективності 3 біти в секунду на герц (біт/с/Гц). Для даного прикладу оцінюються два пакети швидкостей передачі даних. Перший пакет містить швидкості передачі даних, які відповідають 1 біт/с/Гц і 2 біт/с/Гц, а другий пакет містить швидкості передачі даних, які відповідають 4/31 біт/с/Гц і 5/3 біт/с/Гц. Визначаються робочі характеристики кожного пакета швидкостей (наприклад, на основі процесу, показаного на Фіг.3), що потім порівнюються. На Фіг.4 показані графіки залежності PER від SNR для системи {1, 4} ΜΙΜΟ зі спектральною ефективністю 1 біт/с/Гц, 4/3 біт/с/Гц, 5/3 біт/с/Гц і 2 біт/с/Гц. Ці графіки можуть бути побудовані з використанням комп'ютерного моделювання або якихнебудь інших методів, відомих у даній галузі техніки. Система ΜΙΜΟ призначена, як правило, для роботи з конкретною цільовою PER. У даному випадку SNR, необхідне для досягнення цільової PER для кожного значення спектральної ефективності, може бути визначено за довідковою таблицею і зберігатися в ній. Наприклад, цільова PER складає 1%, те значення -2,0 дБ, 0,4 дБ, 3,1 дБ і 3,2 дБ можуть зберігатися в довідковій таблиці для спектральної ефективності відповідно 1,4/3, 5/3 і 2 біт/с/Гц. Для першого пакета швидкостей передачі даних необхідні SNR для інформаційних потоків 1 і 2 зі спектральною ефективністю відповідно 1 і 2 біт/с/Гц можуть бути визначені (етап 312 на Фіг.3) шляхом використання графіків 412 і 418 на Фіг.4 у такий спосіб: SNRreq (1) = -2,0 дБ для інформаційного потоку 1 зі спектральною ефективністю 1 біт/с/Гц і SNRreq (2) = 3,2 дБ для інформаційного потоку 2 зі спектральною ефективністю 2 біт/с/Гц. Потім ефективне SNR інформаційного потоку 2 (який відновлюється останнім і з допущенням, що перешкоди від інформаційного потоку 1 ефективно подавлені) установлюється на його необхідному SNR (етап 316) у такий спосіб: SNReff (2) = SNRreq (2) = 3,2 дБ. Потім на основі рівняння (8) прийняте SNR встановлюється в такий спосіб (етап 318): SNRrx = 2×SNRreq (2) для одиниць лінійних величин або SNRrx = SNRreq (2) + 3,0 дБ = 6,2 дБ для одиниць логарифмічних величин. Далі на основі рівняння (7) ефективне SNR кожного інформаційного потоку, що залишився, визначається в такий спосіб (етап 320): SNReff (1) = 3/8×SNRrx для одиниць лінійних величин або SNReff (2) = ×SNRrx - 4,3 дБ = 1,9 дБ для одиниць логарифмічних величин. Ефективні і необхідні SNR для кожної швидкості передачі даних у першому пакеті швидкостей наведені в колонках 2 і 3 таблиці 1. Межа для кожної швидкості передачі даних також визначена і наведена в останній графі таблиці 1. 21 87807 22 Таблиця 1 Інформаційний потік Спектральна ефективність SNReff SNRreq Межа Перший пакет швидкостей 1 2 1 2 1,9 3,2 -2,0 3,2 3,9 0,0 Потім необхідні SNR для інформаційних потоків 1 і 2 порівнюються з ефективними SNR для даних інформаційних потоків (етап 322). Оскільки SNRreq (2) = SNReff (2), a SNRreq (1) < SNReff (1), цей пакет швидкостей передачі даних підтримується мінімальним прийнятим SNR, який дорівнює 6,2 дБ. Оскільки передбачається, що перший пакет швидкостей підтримується першим кроком в ітеративному процесі, показаному на Фіг.3, ніякі додаткові кроки виконувати не потрібно. Однак якщо цей перший пакет швидкостей не був підтриманий прийнятим SNR, що дорівнює 6,2 дБ, (наприклад, необхідне SNR для інформаційного потоку 1 виявилося перевищуючим 1,9 дБ), то варто виконати інший крок в ітеративному процесі, у результаті чого прийняте SNR буде визначатися на основі SNRreq (1) і буде перевищувати 6,2 дБ. Для другого пакета швидкостей необхідні SNR для інформаційних потоків 1 і 2 зі спектральною ефективністю відповідно 4/3 і 5/3 біт/с/Гц можуть бути визначені шляхом використання графіків 414 і 416 на Фіг.4 у такий спосіб: SNRreq (1) = 0,4 дБ для інформаційного потоку 1 зі спектральною ефективністю 4/3 біт/с/Гц і SNRreq (2) = 3,1 дБ для інформаційного потоку 2 зі спектральною ефективністю 5/3 біт/с/Гц. Потім ефективне SNR інформаційного потоку 2 установлюється на його необхідному SNR. Далі на основі рівняння (8) прийняте SNR визначається в такий спосіб: SNRrx = SNRreq (2) + 3,0 дБ = 6,1 дБ для одиниць логарифмічних величин. Далі на основі рівняння (7) ефективне SNR кожного інформаційного потоку, що залишився, визначається в такий спосіб (етап 320): SNReff (2) = ×SNRrx - 4,3 дБ = 1,8 дБ для одиниць логарифмічних величин. Ефективні і необхідні SNR для кожної швидкості передачі даних у другому пакеті швидкостей наведені в колонках 4 і 5 таблиці 1. Потім ефективні SNR інформаційних потоків 1 і 2 порівнюються з їх необхідними SNR. І знову, оскільки SNRreq (2) = SNReff (2), a SNRreq (1) < SNReff (1), цей пакет швидкостей передачі даних підтримується мінімальним прийнятим SNR, який дорівнює 6,1 дБ. Наведений вище опис даний для "вертикальної" схеми послідовного заглушення перешкод, відповідно до якої кожною передавальною антеною передається один інформаційний потік, і один інформаційний потік відновлюється на приймачі в кожному каскаді послідовного заглушення перешкод приймачем шляхом обробки потоку від однієї Другий пакет швидкостей 1 2 4/3 5/3 1,8 3,1 0,4 3,1 1,4 0,0 Одиниця біт/с/Гц дБ дБ дБ передавальної антени. Графіки на Фіг.4 і довідкова таблиця розроблені для такої вертикальної схеми. Методика, наведена в даному описі, може бути використана також і для "діагональної" схеми послідовного заглушення перешкод, відповідно до якої кожний інформаційний потік передається множиною (наприклад усіма ΝΤ) передавальних антен (і, можливо, через множину елементів розрізнення по частоті). На приймачі символи від однієї передавальної антени можуть бути виявлені в кожному каскаді послідовного заглушення перешкод приймачем, і після цього на основі символів, виявлених у ряді каскадів, може бути відновлений кожний інформаційний потік. Для такої діагональної схеми можуть бути розроблені і використані інший пакет графіків і інша довідкова таблиця. Наведена в даному описі методика може бути також використана і для інших схем впорядкування, що підпадають під обсяг домагань даного винаходу. Для наведеного вище прикладу може бути показано, що для діагональної схеми послідовного заглушення перешкод мінімальне прийняте SNR, необхідне для рівномірного розподілу швидкостей передачі даних (тобто зі спектральною ефективністю 1,5 біт/с/Гц на кожний із двох інформаційних потоків) приблизно на 0,6 дБ перевищує те, яке необхідне для другого пакета швидкостей (тобто з спектральною ефективністю 4/3 і 5/3 біт/с/Гц ). Цей приріст досягається без серйозного ускладнення конструктивного виконання системи. З метою зменшення мінімального прийнятого SNR, необхідного для досягнення цільової PER для заданої сумарної спектральної ефективності, для останнього відновлюваного інформаційного потоку може бути призначена найменш можлива величина спектральної ефективності, що не порушує умови нерозповсюдження помилок для кожного з раніше відновлених інформаційних потоків. Якщо спектральна ефективність останнього відновлюваного інформаційного потоку знижена, то спектральна ефективність одного або більше потоків, відновлених раніше, має потребу в підвищенні відповідним чином для того, щоб досягти заданої сумарної спектральної ефективності. Отже, підвищена спектральна ефективність для раніше відновлених інформаційних потоків, повинна була б привести до збільшення необхідних SNR. Якщо ступінь підвищення спектральної ефективності кожного з раніше відновлених інформаційних потоків, занадто висока, то мінімальне прийняте SNR визначається необхідним SNR для даного інформаційного потоку, а не останнім відновленим інформаційним потоком (який використовується 23 при рівномірному розподілі швидкостей передачі даних). У наведеному вище прикладі другий пакет швидкостей вимагає меншого прийнятого SNR, оскільки інформаційному потокові 2, відновлюваному на більш пізній стадії, призначається менша спектральна ефективність, що не порушує умови нерозповсюдження помилок для першого відновленого потоку 1. Для першого пакета швидкостей спектральна ефективність, яка призначається інформаційному потоку 1, є занадто консервативною, тому, незважаючи на те, що він забезпечує нерозповсюдження помилок, він, проте, завдає шкоди загальним робочим характеристикам, вимушено призначаючи інформаційному потокові 2 більш високу спектральну ефективність. У порівнянні з цим, другий пакет швидкостей призначає більш реалістичну спектральну ефективність інформаційному потокові 1, що, проте, також забезпечує нерозповсюдження помилок (хоча і з меншою вірогідністю в порівнянні з першим пакетом швидкостей). Як показано в таблиці 1, межа для інформаційного потоку 1 для першого пакета швидкостей складає 3,9 дБ, у той час як межа для інформаційного потоку 1 для другого пакета швидкостей складає 1,4 дБ. Наведена в даному описі методика може бути також використана для визначення пакета швидкостей передачі даних, що максимізує сумарну спектральну ефективність для заданого прийнятого SNR (яке може бути робочим SNR для системи MIMO). У цьому випадку для NT інформаційних потоків спочатку може бути визначена сукупність ефективних SNR на основі заданих прийнятих SNR і використання рівняння (7). Потім для кожного ефективного SNR у цій сукупності визначається найвища спектральна ефективність, що може підтримуватися цим ефективним SNR для цільової PER. Це може бути досягнуте шляхом використання іншої довідкової таблиці, у якій зберігаються дані залежності значень спектральної залежності від ефективного SNR. Потім забезпечується одержання сукупності NT значень спектральної ефективності для сукупності NT ефективних SNR. Після цього визначається пакет швидкостей передачі даних, що відповідає цій сукупності NT значень спектральної ефективності, що може бути використаний для NT інформаційних потоків. Цей пакет швидкостей максимізує сумарну спектральну ефективність для заданого прийнятого SNR. У наведеному вище описі ефективні SNR інформаційних потоків визначаються на основі прийнятого SNR і використання рівняння (7). Це рівняння містить, як зазначалося вище, всілякі допущення, що є, загалом, істинними (у більшій мірі) для типових систем MIMO. Крім того, рівняння (7) виводиться також на основі застосування техніки послідовного заглушення перешкод приймачем. Може бути також використано інше рівняння або інша довідкова таблиця для визначення ефективних SNR інформаційних потоків для іншого робочого режиму і/або іншої техніки обробки інформації приймачем, що підпадає під обсяг домагань даного винаходу. 87807 24 Для спрощення сприйняття, визначення швидкостей передачі даних було описано спеціально для системи ΜΙΜΟ. Ця методика може бути також використана і для інших багатоканальних комунікаційних систем. Широкосмугова система ΜΙΜΟ може випробувати частотно-селективне завмирання, що характеризується різною величиною загасання в смузі пропускання системи. Це частотно-селективне завмирання приводить до міжсимвольної інтерференції (ISI), яка являє собою явище, при якому кожний символ у прийнятому сигналі відіграє роль спотворюючого фактора стосовно наступних символів у прийнятому сигналі. Цей спотворюючий фактор погіршує робочі характеристики, впливаючи на здатність правильно виявляти прийняті символи. Для боротьби з ISI і/або з деяких інших міркувань може бути використаний метод ортогонального мультиплексування з розділенням частоти (OFDM). Система OFDM ефективно ділить смугу пропускання всієї системи на ряд (NF) частотних підканалів, які можна також називати піддіапазонами або елементами розрізнення по частоті. Кожний частотний підканал зв'язаний з відповідної піднесучою, на якій можуть модулюватися дані. Частотні підканали системи OFDM можуть також зазнавати частотно-селективного завмирання, що залежить від характеристик (наприклад, від профілю траси при багатопроменевому поширенні) траєкторії поширення сигналу між передавальними і приймальними антенами. Завдяки застосуванню OFDM, ISI, яка вишиковується частотноселективним завмиранням, може бути усунена шляхом повторення частини кожного символу OFDM (тобто шляхом додавання циклічного префікса до кожного символу OFDM), що відомо в даній галузі техніки. Для системи ΜΙΜΟ, що використовує OFDM (тобто система ΜΙΜΟ-OFDM), NF частотні підканали доступні на кожному з NS просторових підканалів для передачі даних. Кожний частотний підканал кожного просторового підканалу може називатися також передавальним каналом, і NF ×NS передавальні канали можна використовувати для передачі даних між ΝT передавальними антенами і NR приймальними антенами. Визначення швидкостей передачі даних, описане вище, може бути здійснене для сукупності ΝΤ передавальних антен таким же способом, що був описаний вище для системи ΜΙΜΟ. В альтернативному варіанті здійснення винаходу визначення швидкостей передачі даних може бути здійснене незалежно для сукупності ΝΤ передавальних антен для кожного з NF частотних підканалів. Передавальна система На Фіг.5 представлена функціональна схема передавального пристрою 500, що являє собою варіант виконання передавального вузла передавальної системи 110, показаної на Фіг.1. У даному варіанті виконання для кожного з ΝΤ інформаційних потоків, що підлягають передачі на ΝT передавальні антени, можуть бути використані окремі схеми швидкості передачі даних і кодування і модуляції (тобто окремі кодування і модуляція для 25 кожної антени). Конкретні схеми швидкості передачі даних і кодування і модуляції, що підлягають використанню для кожної передавальної антени, можуть бути встановлені керуючими сигналами, які подаються з контролера 130, а швидкості передачі даних можуть бути визначені описаним вище способом. Передавальний пристрій 500 містить (1) процесор 114а ТХ даних, який приймає, кодує і модулює кожний інформаційний потік відповідно до окремої схеми кодування і модуляції з метою одержання символів модуляції і (2) процесор 120а ТХ ΜΙΜΟ, який може додатково обробити символи модуляції з метою одержання символів передачі, якщо застосовується OFDM. Процесор 114а ТХ даних і процесор 120а ТХ ΜΙΜΟ являють собою один з варіантів виконання відповідно процесора 114 ТХ даних і процесора 120 ТХ ΜΙΜΟ, показаних на Фіг.1. У конкретному варіанті здійснення винаходу, приведеному на Фіг.5, процесор 114а ТХ даних містить демультиплексор 510, Ντ кодувальні пристрої 512а - 512t, NT канальні пристрої 514а - 514t часового ущільнення і ΝΤ елементи 516а - 516t складання карт символів (тобто один комплект, що складається з кодувального пристрою, канального пристрою часового ущільнення й елемента складання карти символів, на кожну передавальну антену). Демультиплексор 510 демультиплексує дані про трафік (тобто інформаційні розряди) у ΝΤ інформаційні потоки для ΝT передавальних антен, що підлягають використанню для передачі даних. ΝT Інформаційні потоки можуть бути зв'язані з різними швидкостями передачі даних, обумовлених сигналами керування швидкістю. Кожен інформаційний потік подається на відповідний кодувальний пристрій 512. Кожний кодувальний пристрій 512 приймає і кодує відповідний інформаційний потік на основі конкретної схеми кодування, вибраної для даного інформаційного потоку, з метою одержання кодованих розрядів (бітів). Кодування підвищує надійність передачі даних. Схема кодування може містити будь-яку комбінацію, яка включає кодування з циклічним контролем надмірності (CRC), згортальне кодування, Turbo кодування, блокове кодування і так далі. Потім кодовані біти з кожного кодувального пристрою подаються на відповідний канальний пристрій 514 часового ущільнення, що ущільнює кодовані біти в часі на основі конкретної схеми часового ущільнення. Часове ущільнення забезпечує часове рознесення для кодованих бітів, дозволяє даним бутипереданими на основі середнього SNR для передавальних каналів, використовуваних для інформаційного потоку, протистоїть завмиранню і додатково усуває кореляцію між кодованими бітами, що використовуються для формування кожного символу модуляції. Кодовані й ущільнені в часі біти з кожного канального пристрою 514 часового ущільнення подаються на відповідний елемент 516 складання карти символів, що картографує ці біти з метою формування символів модуляції. Конкретна схема модуляції, що підлягає застосуванню кожним елементом 516 складання карти символів, визнача 87807 26 ється сигналом керування модуляцією, який подається з контролера 130. Кожний елемент 516 складання карти символів групує пакети qj кодованих й ущільнених у часі бітів з метою формування недвійкових символів і далі картографує кожний недвійковий символ на конкретній точці в сигнальній сукупності, яка відповідає вибраній схемі модуляції (наприклад, QPSK, M-PSK, М-QAM або якійнебудь іншій схемі модуляції). Кожна картографована сигнальна точка відповідає символу Μjмодуляції, де Мj відповідає конкретній схемі модуляції, вибраної для антени j-передачі, а Мj = 2qj. Потім елементи 516а - 516t складання карт символів створюють ΝΤ потоки символів модуляції. У конкретному варіанті здійснення винаходу, показаному на Фіг.5, процесор 120а ТХ ΜΙΜΟ містить ΝΤ модулятори OFDM, причому кожний модулятор OFDM містить пристрій 522 зворотного швидкого перетворення Фур'є (IFFT) і генератор 524 додавання циклічного префікса. Кожний пристрій 522 IFFT приймає відповідний потік символів модуляції від відповідного елемента 516 складання карти символів. Кожний пристрій 522 IFFT групує пакети NF символів модуляції з метою формування відповідних векторів символів модуляції і перетворює кожний вектор символів модуляції в його представлення в часовій ділянці (яке називається символом OFDM) із застосуванням зворотного перетворення Фур'є. Пристрій 522 IFFT може бути виконаний з можливістю здійснення зворотного перетворення будь-якого числа частотних підканалів (наприклад, 8, 16, 32, ... , NF, ...)... Для кожного символу OFDM генератор 524 додавання циклічного префікса повторює частину символу OFDM з метою формування відповідного символу передачі. Циклічний префікс забезпечує збереження символом передачі його ортогональних властивостей у випадку запізнювання внаслідок багатопроменевого поширення, що дозволяє покращити робочі характеристики на противагу шкідливим ефектам на траєкторії передачі даних, наприклад, канальної дисперсії, викликаної частотноселективним завмиранням. Потім генератор 524 додавання циклічного префікса направляє потік символів передачі на зв'язаний з ним передавач 122. Кожний передавач 122 приймає й обробляє відповідний потік символів модуляції (для ΜΙΜΟ без OFDM) або потік символів передачі (для ΜΙΜΟ з OFDM) з метою генерування модульованого сигналу, що потім передається зв'язаною з цим передавачем антеною 124. Можуть бути використані також і інші конструктивні варіанти виконання передавального пристрою, що підпадає під обсяг домагань даного винаходу. Способи кодування і модуляції для систем ΜΙΜΟ з і без OFDM більш докладно описані в наступних патентних заявках США: - патентна заявка США №09/993,087, озаглавлена "Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Communication System" (Комунікаційна система з мультидоступом і множиною входів і множиною виходів (ΜΙΜΟ)), подана 6 листопада 2001p.; 27 - патентна заявка США №09/854,235, озаглавлена "Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output (ΜΙΜΟ) Communication System Utilizing Channel State Information" (Спосіб і пристрій для обробки даних у комунікаційній системі з множиною входів і множиною виходів (ΜΙΜΟ), що використовує інформацію про стан каналу), подана 11 травня 2001p.; - патентні заявки США №№09/826,481 і 09/956,449, обидві озаглавлені "Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System" (Способи і пристрій для використання інформації про стан каналу в безпровідній комунікаційній системі), подані відповідно 23 березня 2001р. і 18 вересня 2001p.; - патентна заявка США №09/776,075, озаглавлена "Coding Scheme for a Wireless Communication System" (Схема кодування для безпровідної комунікаційної системи), подана 1 лютого 2001p.; - патентна заявка США №09/532,492, озаглавлена "High Efficiency, High Performance Communications System Employing Multi-Carrier Modulation," (Високоефективна комунікаційна система з високими робочими характеристиками, що використовує модуляцію на множині несучих), подана 30 березня 2001р. Права на всі ці заявки належать власнику прав на дану заявку, і ці заявки включені в даний опис як посилальний матеріал. У патентній заявці США №09/776,075 наведений опис схеми кодування, відповідно до якого різні швидкості передачі даних можуть бути досягнуті шляхом кодування даних таким же основним кодом (наприклад, згортальним кодом або Turbo кодом) і регулювання проколювання для досягнення необхідної швидкості. Можуть бути використані також і інші схеми кодування і модуляції, що підпадає під обсяг домагань даного винаходу. Приймальна система На Фіг.6 представлена функціональна схема процесора 160а даних RX ΜΙΜΟ, здатного здійснити техніку послідовного заглушення перешкод приймачем. Процесор 160а даних RX ΜΙΜΟ являє собою варіант виконання процесора 160 даних RX ΜΙΜΟ, показаного на Фіг.1. Сигнали, передані ΝΤ передавальними антенами, приймаються кожною з NR антен 152а - 152r і направляються на відповідний приймач 154. Кожний приймач 154 попередньо формує (наприклад, підсилює, фільтрує і перетворює зі зниженням частоти) відповідний прийнятий сигнал і перетворює сформований сигнал у цифрову форму для одержання відповідного потоку вибірок даних. Для системи MIMO з OFDM вибірки даних представляють прийняті символи. Кожний передавач 154 міг би потім передати на процесор 160а даних RX MIMO відповідний потік прийнятих символів, що включає прийнятий символ для кожного символьного періоду. Для системи MIMO без OFDM кожний передавач 154 додатково містить елемент видалення циклічного префікса і процесор швидкого перетворення Фур'є (FFT) (обидва не показані на Фіг.6 для спрощення сприйняття). Елемент видалення циклічного префікса видаляє циклічний префікс, що 87807 28 був введений у передавальній системі для кожного символу передачі, з метою одержання відповідного прийнятого символу OFDM. Потім процесор FFT перетворює кожний прийнятий символ OFDM з метою одержання вектора NF прийнятих символів для NF частотних підканалів для даного символьного періоду. Векторні потоки NR прийнятих символів направляються потім NR приймачами 154 на процесор 160а даних RX MIMO. Для системи MIMO з OFDM процесор 160а даних RX MIMO може демультиплексувати векторні потоки NR прийнятих символів у NF групи NR прийнятих символьних потоків, причому кожна група містить NR потоків прийнятих символів для одного частотного підканалу. Потім процесор 160а даних RX MIMO може обробити кожну групу NR прийнятих символьних потоків способом, аналогічним способові обробки NR прийнятих символьних потоків для системи MIMO без OFDM. Процесор 160а даних RX MIMO може також обробляти прийняті символи для системи MIMO з OFDM на основі якої-небудь іншої схеми упорядкування, як це відомо в даній галузі техніки. У будь-якому випадку процесор 160а даних RX MIMO обробляє NR прийняті символьні потоки (для системи MIMO без OFDM) або кожну групу NR прийнятих символьних потоків (для системи MIMO з OFDM). У варіанті здійснення винаходу, показаного на Фіг.6, процесор 160а даних RX MIMO містить ряд послідовних каскадів 610а - 610n обробки сигналів приймачем - один каскад для кожного з переданих інформаційних потоків, що підлягають відновленню. Кожний каскад 610 обробки сигналів приймачем (за винятком останнього каскаду 610n) містить процесор 620 просторової обробки сигналів, процесор 630 RX даних і заглушувач 640 перешкод. Останній каскад 610n містить тільки процесор 620n просторової обробки сигналів і процесор 630n RX даних. Для першого каскаду 610а процесор 620 просторової обробки сигналів приймає й обробляє NR 1 прийняті символьні потоки (позначені як вектор у ) від приймачів 154а - 154r на основі конкретної техніки просторової або просторово-часової обробки сигналів з метою одержання (до) ΝΤ виявлених 1 символьних потоків (позначених як вектор х ). Для системи ΜΙΜΟ з OFDM NR прийняті символьні потоки містять прийняті символи для одного частотного підканалу. Вибирається виявлений символьний потік, що відповідає найменшій швидкості 1 передачі даних, х , і передається на процесор 630а RX даних. Потім процесор 630а RX даних обробляє (наприклад, демодулює, розущільнює і 1 декодує) виявлений символьний потік, х , вибраний для першого каскаду, з метою одержання декодованого інформаційного потоку. Потім процесор 620а просторової обробки сигналів оцінює матрицю відгуку каналу, Н, що використовується для здійснення просторової або просторовочасової обробки сигналів у всіх каскадах. Для першого каскаду 610а заглушувач 640а також приймає NR прийняті символьні потоки від приймачів 154 (тобто вектор у1). Потім заглушувач 640а приймає декодований інформаційний потік від процесора 630а RX даних і здійснює обробку 29 сигналів (наприклад, декодування, часове ущільнення, модуляцію, обробку відгуку каналу і так далі) для одержання NR ремодульованих симво1 льних потоків (позначених як вектор і ), що являють собою попередні оцінки перешкодовмісних складових, що привносяться тільки що відновленим інформаційним потоком. Потім ремодульовані символьні потоки віднімаються від вхідних символьних потоків першого каскаду для одержання NR модифікованих символьних потоків (позначених як 2 вектор у ), що містять усі перешкодовмісні складові за винятком віднятих (тобто заглушених). Потім NR модифіковані символьні потоки направляються на наступний каскад. Для кожного каскаду, починаючи з другого і закінчуючи останнім, 610b - 610n, процесор просторової обробки сигналів, зв'язаний з даним каскадом, приймає й обробляє NR модифіковані символьні потоки від заглушувача перешкод у попередньому каскаді з метою одержання виявлених символьних потоків для даного каскаду. Потім вибирається виявлений символьний потік, що відповідає найменшій швидкості передачі даних у каскаді, і обробляється процесором RX даних для одержання декодованого інформаційного потоку для даного каскаду. Для кожного каскаду, починаючи з другого і закінчуючи останнім, заглушувач перешкод у даному каскаді приймає NR модифіковані символьні потоки від заглушувача перешкод у попередньому каскаді і декодований інформаційний потік від процесора RX даних усередині цього ж каскаду, витягає NR ремодульовані символьні потоки і генерує NR модифіковані символьні потоки для наступного каскаду. Способи послідовного заглушення перешкод приймачем більш докладно описані в згаданих вище патентних заявках США №№09/993,087 і 09/854,235. Процесор 620 у кожному каскаді здійснює конкретну просторову або просторово-часову обробку сигналів приймачем. Конкретна техніка обробки сигналів приймачем залежить від характеристик каналу ΜΙΜΟ, що може характеризуватися або відсутністю дисперсії, або наявністю дисперсії. Недисперсний канал ΜΙΜΟ зазнає амплітудне завмирання (тобто приблизно однакову величину ослаблення сигналу в смузі пропускання системи), а дисперсний канал ΜΙΜΟ зазнає частотноселективне завмирання (наприклад, різну величину ослаблення сигналу в смузі пропускання системи). Для недисперсного каналу ΜΙΜΟ для обробки прийнятих сигналів з метою одержання виявлених символьних потоків може бути використана техніка просторової обробки сигналів приймачем. Така техніка просторової обробки сигналів приймачем включає інверсію кореляційної матриці каналу (ССМІ) (яку називають також обертанням у нуль незначних коефіцієнтів у матриці) і мінімізацію середньоквадратичної помилки (MMSE). Можуть бути також використані й інші способи просторової обробки сигналів приймачем, що підпадають під обсяг домагань даного винаходу. Для дисперсного каналу ΜΙΜΟ часова дисперсія в каналі привносить міжсимвольну інтерфере 87807 30 нцію (ISI). Для поліпшення робочих характеристик приймачеві, що намагається відновити конкретний переданий інформаційний потік, необов'язково усувати як перешкоди ("перехресні перекручування") від інших переданих інформаційних потоків, так і ISI від всіх інформаційних потоків. Для боротьби з перехресними перешкодами і ISI і для обробки прийнятих сигналів з метою одержання виявлених символьних потоків може бути використана техніка просторово-часової обробки сигналів приймачем. Для здійснення такої просторово-часової обробки сигналів застосовуються лінійний коректор (MMSE-LE), коректор з вирішувальним зворотним зв'язком (DFE), блок алгоритмізації оцінювання по максимуму правдоподібності (MLSE) і так далі. Способи ССМІ, MMSE, MMSE-LE і DFE більш докладно описані в згаданих вище патентних заявках США №№09/993,087, 09/854,235, 09/826,481 і 09/956,449. Наведені в даному описі способи визначення швидкості передачі даних і способи передачі даних можуть бути застосовані в різних пристроях. Наприклад, ці способи можуть бути застосовані в засобах технічного забезпечення, у засобах програмного забезпечення й у їхніх комбінаціях. Стосовно до засобів технічного забезпечення елементи, використовувані для визначення швидкостей передачі даних на передавачі і для передачі сигналів на передавачі/приймачі, можуть бути застосовані в одній або більше спеціалізованих інтегральних схемах (ASIC), у процесорах цифрової обробки сигналів (DSP), у пристроях цифрової обробки сигналів (DSPD), у програмувальних логічних пристроях (PLD), у вентильних матрицях з експлуатаційним програмуванням (FPGA), у процесорах, у контролерах, у мікроконтролерах, у мікропроцесорах і в інших електронних пристроях, призначених для виконання згаданих у даному описі функцій, або в їх комбінаціях. Стосовно до засобів програмного забезпечення деякі аспекти визначення швидкостіпередачі даних і обробки сигналів на передавачі/приймачі можуть бути застосовані разом з модулями (наприклад, з алгоритмами, з функціями і так далі), що виконують згадані в даному описі функції. Коди для програмного забезпечення можуть зберігатися в запам'ятовуючому пристрої (наприклад, у запам'ятовуючому пристрої 132, показаному на Фіг.1) і виконуватися процесором (наприклад, контролером 130). Запам'ятовуючий пристрій може використовуватися усередині процесора або поза процесором, причому в останньому випадку він може бути приєднаний до процесора за допомогою різних засобів зв'язку, відомих у даній галузі техніки. Заголовки включені в даний опис як посилання і для полегшення розміщення деяких розділів. Ці заголовки не спрямовані на обмеження обсягу описаних тут принципів, які можуть знайти застосування в інших розділах всього опису. Наведений вище опис розкритих варіантів здійснення винаходу даний для того, щоб фахівець у даній галузі техніки зміг створити і використовувати даний винахід. Фахівці в даній галузі техніки можуть легко внести різні зміни в ці варіанти 31 здійснення винаходу, і загальні принципи, визначені в даному описі, можуть бути застосовані до інших варіантів без відхилення від суті або обсягу домагань даного винаходу. Таким чином, даний винахід не може обмежуватися наведеними в да 87807 32 ному описі варіантами його здійснення і претендує на самий широкий обсяг домагань, що узгоджується з розкритими в даному описі принципами і новими ознаками. 33 87807 34 35 Комп’ютерна верстка Л. Купенко 87807 Підписне 36 Тираж 28 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601