Цифровий спосіб оптимального прийому лінійно-частотно-модульованих імпульсів

1. Цифровий спосіб оптимального прийому лінійно-частотно-модульованих імпульсів (ЛЧМ), який полягає в тому, що прийнятий ЛЧМ сигнал з невідомою початковою фазою й довільною формою огинаючої підсилюють, здійснюють його аналого-цифрове перетворення (АЦП), формуючи в межах тривалості радіоімпульсів N·T відліків напруг сигналу Un, запам'ятовують послідовність N·T дискретних відліків напруг сигналу, здійснюють ковзне вагове підсумовування N·T дискретних відліків напруг сигналу, порівнюють послідовність значень суми відліків напруг сигналу й визначають максимальне значення, яке порівнюють із порогом, який відрізняється тим, що сформовані відліки АЦП піддають частковому підсумовуванню у фіксованих інтервалах часу (стробах), що не перекриваються, при цьому накопичення сигнальних відліків в межах стробів здійснюють шляхом вагової обробки відповідно до виразів: 3 42482 4 нійно-частотно-модульованих (ЛЧМ) імпульсів в ти зазначений спосіб у цифрових антенних решітаналоговому виді [1-2]. Вони дозволяють здійснюках (ЦАР) з фазовим методом формування цифвати оптимальний прийом ЛЧМ сигналів. Однак, як рової діаграми спрямованості. справедливо зазначено в [2, с. 100], "труднощі, Слід також вказати, що високі частоти дискрепов'язані з побудовою дисперсійної лінії затримки, тизації аналогових сигналів в сучасних АЦП наособливо для фільтрації реалізацій великої тривакладають жорсткі вимоги до апаратури цифрової лості, при наявності шумів високої інтенсивності обробки даних у ЦАР. Для спрощення цих вимог обмежують можливості аналогового методу". може бути використане проріджування інформаЦифрова обробка інформації, як відомо, має ційного потоку. Найбільш простим способом його низку переваг перед аналоговою [2, с. 9], зокрема, реалізації є використання лише частини відліків високу точність обробки, стабільність характерисАЦП, що слідують з необхідним інтервалом, решту тик, можливість запам'ятовування й затримки на відліків АЦП при цьому відкидають [3]. Зрозуміло, необмежений час великих масивів інформації та що такий спосіб не дозволяє ефективно викорисін. товувати енергію сигналів і призводить до суттєЩо стосується цифрових способів оптимальвих енергетичних або навіть й інформаційних ного прийому ЛЧМ імпульсів з невідомою початковтрат. вою фазою, то тут, як і в аналогових системах, Відомий спосіб додаткового стробування відліможна виділити два основних підходи. До першого ків ЛЧМ сигналу після АЦП [4], сутність якого полявідносяться ті способи прийому, які для усунення гає у частковому підсумовуванні відліків АЦП у впливу невідомої початкової фази використовують фіксованих інтервалах часу (стробах), що не передва ідентичних канали погодженої обробки на ракриваються, при цьому накопичення сигнальних діочастоті, опорні напруги в яких зрушені по фазі відліків у стробах здійснюється за виразом: N на 90°. Зокрема, відомий спосіб оптимального Ui, strob = Us , прийому ЛЧМ сигналу [2], який полягає в тому, що s =1 прийнятий сигнал підсилюють, здійснюють його де Us - сигнал на виході АЦП, Ui, strob - сигнал аналого-цифрове перетворення, запам'ятовують на виході процедури додаткового стробування, і послідовність дискретних відліків сигналу, здійсномер строба, N - кількість відліків АЦП, над якими нюють ковзне вагове підсумовування дискретних здійснюється операція додаткового стробування. відліків сигналу, порівнюють послідовність значень Здійснення даної процедури приводить до суми відліків і визначають максимальні значення, зниження швидкості інформаційного потоку, а знаякі порівнюють з порогом. чить і зменшення обчислювальних операцій при Такий прийом дозволяє одержати вихідний синаступній обробці ЛЧМ сигналу. Як наслідок, знигнал, напруги якого не залежать від початкової жуються вимоги до продуктивності обчислювальфази прийнятого радіоімпульсу. Очевидним недоних пристроїв. Недоліком відомого способу є неліком такого способу є ускладнення апаратурної оптимальність обробки ЛЧМ сигналів. реалізації в порівнянні з випадком прийому сигнаНайбільш близьким за технічною сутністю до лу з повністю відомою фазою (два канали замість заявленої корисної моделі є цифровий спосіб оподного). Крім того, технічно складно досягти потимального прийому лінійно-частотновної ідентичності квадратурних каналів, що привомодульованих імпульсів [5], який полягає в тому, дить у реальних умовах до неминучих втрат у відщо прийнятий ЛЧМ сигнал з невідомою початконошенні сигнал/шум. Результати прийому досить вою фазою й довільною формою огинаючої підсичутливі не тільки до неідентичності характеристик люють, здійснюють його аналого-цифрове переквадратурних каналів, а й погрішностей обертання творення (АЦП), формуючи в межах тривалості фази опорної напруги на 90°. радіоімпульсів N відліків напруг сигналу, запам'яТому цілком природним було б прагнення збетовують послідовність N дискретних відліків напруг регти одноканальну схему прийому, що має місце сигналу, здійснюють ковзне вагове підсумовування при відомій початковій фазі сигналу, і для випадку N дискретних відліків напруг сигналу, порівнюють ЛЧМ імпульсу, початкова фаза якого невідома. послідовність значень суми відліків напруг сигналу Такий спосіб обробки існує. Суть його звой визначають максимальне значення, яке порівдиться до того, що для усунення випадковості винюють із порогом, що відрізняється тим, що ковзне бору вихідної напруги, викликаної незнанням повагове підсумовування дискретних відліків напруг чаткової фази, сигнал після погодженої фільтрації сигналу здійснюють в одному каналі відповідно до піддають цифровому амплітудному детектуванню виразу: й надалі оперують огинаючою стислого радіоімпу2 льсу. Однак при ближчому розгляді виявляється, FM = D1 × f1 + D2 × f2 - D1D2 × f3 = max , 2 що відмова від високочастотного заповнення раде діоімпульсу не дозволяє досягти потенційної точs1+ N- 1 s1+ N - 1 ності виміру часу затримки сигналу й обмежує її D1 = UsK (s - s1 ) cos ps , D2 = UsK (s - s1 )sin ps , , величиною, пропорційною ширині спектру ЛЧМ s = s1 s = s1 імпульсу. Між тим, як відомо, перехід до виміру 2 p s = w 0 × t (s - s 1 ) + at 2 (s - s 1 ) , часу затримки на радіочастоті приводить до того, N -1 що точність визначення цього параметру залежить f1 = K 2 (s - s 1 ) sin 2 p s0 , і від номіналу носійної частоти, що значно підвиs= 0 щує точність оцінювання [2]. Крім того, операція амплітудного детектування знищує інформацію про фазу сигналу, що не дозволяє використовува å å å å 5 N -1 f2 = å 42482 K 2 (s - s1 ) cos2 ps0 , f3 = s =0 , N -1 = å K (s - s )sin p 2 2 1 s0 , p s0 = w 0 × t × s + a × t 2 × s 2 s= 0 s1 - номер першого з відліків напруг сигналу, задіяний у поточному положенні "ковзного вікна"; N - тривалість ЛЧМ імпульсу у відліках аналого-цифрового перетворення; Us - значення напруги сигналу в s-й момент часу; K(s-s1) - нормована функція огинаючої ЛЧМ імпульсу; w0 - відома номінальна частота заповнення радіоімпульсу в припущенні, що допплерівський зсув частоти відсутній; t - період дискретизації АЦП; a - коефіцієнт девіації частоти. Спосіб-прототип забезпечує оптимальну обробку ЛЧМ сигналу за відліками АЦП по виходу одноканальної схеми прийому. Недоліком способу-прототипу є складність його застосування у ЦАР через високі темпи надходження відліків АЦП, що не дозволяє сформувати цифрову діаграму спрямованості по кожному відліку АЦП багатьох приймальних каналів. З урахуванням сказаного, технічне завдання, що вирішується заявленою корисною моделлю, полягає у забезпеченні оптимальної цифрової обробки ЛЧМ імпульсів після процедури додаткового стробування відліків АЦП. Сутність заявленої корисної моделі полягає в тому, що прийнятий ЛЧМ сигнал з невідомою початковою фазою й довільною формою огинаючої підсилюють, здійснюють його аналого-цифрове перетворення (АЦП), формуючи в межах тривалості радіоімпульсів N×T відліків напруг сигналу Un, запам'ятовують послідовність N×T дискретних відліків напруг сигналу, здійснюють ковзне вагове підсумовування N×T дискретних відліків напруг сигналу, порівнюють послідовність значень суми відліків напруг сигналу й визначають максимальне значення, яке порівнюють із порогом, відрізняється тим, що сформовані відліки АЦП піддають частковому підсумовуванню у фіксованих інтервалах часу (стробах), що не перекриваються, при цьому накопичення сигнальних відліків в межах стробів здійснюють шляхом вагової обробки відповідно до виразів: (i +1)T -1 Uic = å n = iT Un × cos(w 0 × t × s), Uic = (I+ 1)T -1 åU × sin(w ×t × s), n 0 n = iT де і=0, 1,..., N-1 - номер строба, Т - кількість відліків АЦП, над якими здійснюється операція додаткового стробування, w0 - центральна частота фільтру додаткового стробування, t - період дискретизації АЦП, n - порядковий номер відліку АЦП, ковзне вагове підсумовування дискретних відліків напруг прийнятого ЛЧМ сигналу здійснюють за допомогою послідовності N напруг, утворених у результаті операції додаткового стробування відліків АЦП, відповідно до виразу: 6 2 ü ï U K (s - s1 ) cos p s + U K (s - s1 ) sin p s ý + ï s = s1 s = s1 þ , (1) 2 s1+ N -1 ü ìs1+ N-1 ï ï s c UsK (s - s1 ) cos p s UsK (s - s1 ) sin p s ý = max í ï ï s = s1 s = s1 þ î ì ï FM = í ï î s1 + N -1 å s1+ N -1 å c s å s s å де ps=w0×T×t(s-s1)+a(T×t)2(s-s1)2, ps0=w0×Т×t×s+a×(T×t)2×s2, s1 - номер першого з відліків напруг стробів, задіяних у поточному положенні "ковзного вікна", N - тривалість ЛЧМ імпульсу у відліках стробів; Uc , Us - значення квадратурних складових наs s пруг сигналу в s-му стробі; K(s-s1) - нормована функція огинаючої ЛЧМ імпульсу; w0 - відома номінальна частота заповнення радіоімпульсу в припущенні, що допплерівський зсув частоти відсутній; a - коефіцієнт девіації частоти. Конкретний варіант виконання заявленого способу відрізняється тим, що при прийомі ЛЧМ сигналу з прямокутною формою огинаючої операцію ковзного вагового підсумовування дискретних відліків напруг сигналу виконують відповідно до виразу 2 ü ì s1 +N-1 s1 + N-1 ï ï c s FM = í Us cos p s + Us sin p s ý + ï ï s = s1 þ î s = s1 å å , 2 ü ìs1 +N-1 s1 + N-1 ï ï s c Us cos p s Us sin p s ý = max í ï ï s = s1 þ î s = s1 де ps=w0×T×t(s-s1)+a(T×t)2(s-s1)2, ps0=w0×Т×t×s+a×(T×t)2×s2. При цьому враховано, що K(s-s1)=1. Суттєвою відмінністю заявленого способу від прототипу є використання проріджування даних на виході АЦП за рахунок формування одного, сумарного сигналу по вибірці з кількох відліків із заданою періодичністю. Таке проріджування (децимація) сигнальної вибірки дозволяє максимально використати енергію сигналу, а сформовані зазначеним чином нові відліки сигналів більш декорельовані за шумом. Крім того, це дозволяє узгодити високі швидкості передачі даних АЦП з продуктивністю подальших цифрових пристроїв обробки ЛЧМ сигналів. Важливою властивістю застосування операції додаткового стробування відліків АЦП є її нечутливість до постійних зсувів напруги нуля АЦП. Відзначимо, що співвідношення (1) отримано шляхом мінімізації функціонала å s1 + N -1 F= å {U c s } - aK (s - s1 )cos(p s + j ) + å + å {U 2 s1 + N - 1 s = s1 s s } - aK (s - s1 )sin (p s + j ) = min 2 . (2) s = s1 При цьому в результаті рішення системи рівнянь правдоподібності 7 42482 8 лого-цифрового перетворення відліками цифрових ì ¶F = 0, напруг ЛЧM сигналів. В якості АЦП можуть застоï ï ¶a c í ¶F совуватись мікросхеми фірми Analog Devices, ï s Texas Instruments тощо. Використана у пристрої ï ¶a = 0, î аналого-цифрового перетворення [6] елементна були визначені оцінки амплітудних складових база дозволяє здійснювати когерентну багатокаас=a cos(j) і ас=sin(j): нальну дискретизацію ЛЧМ сигналів з тактовою s1+ N -1 s1 +N -1 частотою 50-70МГц. Для мінімізації енергетичних UcK (s - s1 ) cos ps + UsK (s - s1 ) sin ps втрат при узгодженій фільтрації ЛЧМ сигналів доs s s = s1 s = s1 цільно обмежити протяжність стробу 4 або 8 відліˆ ac = , s1+ N -1 ками АЦП. При цьому тривалість нестиснутого K 2 (s - s1 ) ЛЧМ імпульсу може сягати 256 стробів. s = s1 Джерела інформації: s1+ N -1 s1+ N -1 1. Ширман Я.Д. Разрешение и сжатие сигнаUsK (s - s1 )cos ps UcK (s - s1 ) sin ps s s лов. - М.: Сов. радио. - 1974. - С. 360. s = s1 s = s1 c 2. Справочник / Под ред. М.И. Жодзишского. ˆ a = s1+ N -1 М.: Радио и связь. - 1990. - С. 100, 101. 2 K (s - s1 ) 3. Радиолокационные станции с цифровым s = s1 синтезированием апертуры антенны / В.Н. Антиякі потім були підставлені у кореляційну суму пов, В.Т. Горяинов, А.Н. Кулин и др. Под ред. В.Т. 2 s1+ N -1 ü ìs1+ N -1 c Горяинова. - М.: Радио и связь. - 1988. - С. 41. ï ˆ ï FM = ac í UsK (s - s1 ) cos ps + UsK (s - s1 ) sin ps ý + s 4. Радиолокационные станции с цифровым ï ï s = s1 s = s1 þ î синтезированием апертуры антенны / В.Н. Анти, 2 s1 +N -1 пов, В.Т. Горяинов, А.Н. Кулин и др. Под ред. В.Т. ü ìs1 +N -1 ï ˆ ï + as í UsK (s - s1 ) cos ps UcK (s - s1 ) sin p s ý = max Горяинова. - М: Радио и связь. - 1988. - С. 42-43. s s ï ï s = s1 s = s1 5. Слюсар В.И., Покровский В.И., Сахно В.Ф. þ î Патент РФ №2042956, G01S7/285, G01S13/10. максимум якої досягається при тих же значенЦифровой способ оптимального приема линейнонях параметрів, що і мінімум (2). частотно-модулированных импульсов. - 1992р. Для доказу працездатності заявленого спосоОпубл. 27.08.95, Бюл. №24. - прототип. бу додаткового стробування відліків АЦП було 6. Патент України на корисну модель №33256. проведене його математичне моделювання за МПК 7 G01S 13/08-13/44, G01S 7/02-7/46, Н02К допомогою програми, розробленої в пакеті 15/00-15/16. Пристрій аналого-цифрового переMathCad. творення. // Слюсар В.I., Волощук І.В., Гриценко Практична реалізація заявленого способу звоВ.М., Бондаренко М.В., Малащук В.П., Шацман диться до застосування у приймачі ЦАР пристрою Л.Г., Нікітін М.М. - Заявка на видачу патенту Україаналого-цифрового перетворення [6], виконаного ни на корисну модель №u200802466 від на основі програмованих матриць логічних елеме26.02.2008. нтів, наприклад, фірми Xilinx, за допомогою яких мають виконуватись передбачені заявленим способом операції над отриманими в результаті ана å å å å å å å å å å Комп’ютерна верстка А. Крулевський Підписне Тираж 28 прим. Міністерство освіти і науки України Державний департамент інтелектуальної власності, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601