Спосіб і пристрій для фільтрації, що усуває розрідженість
Номер патенту: 94041
Опубліковано: 11.04.2011
Формула / Реферат
1. Спосіб формування сигналу збудження смуги верхніх частот, при цьому згаданий спосіб включає етапи, на яких:
формують спектрально розширений сигнал за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і
виконують фільтрацію, що усуває розрідженість, сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот,
при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і
сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на результаті виконання згаданої фільтрації, що усуває розрідженість.
2. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації, що усуває розрідженість, включає в себе виконання фільтрації, що усуває розрідженість, спектрально розширеного сигналу.
3. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації, що усуває розрідженість, включає в себе виконання фільтрації, що усуває розрідженість, сигналу збудження смуги верхніх частот.
4. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації сигналу, що усуває розрідженість, включає в себе виконання операції фільтрації для сигналу згідно з всечастотною передавальною функцією.
5. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації сигналу, що усуває розрідженість, включає в себе зміну фазового спектра сигналу без значної модифікації амплітудного спектра сигналу.
6. Спосіб за п. 1, який включає етап, на якому ухвалюють рішення про те, чи потрібно виконувати фільтрацію, що усуває розрідженість, сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот,
причому результат згаданого прийняття рішення оснований на значенні щонайменше одного з параметра нахилу спектра, параметра посилення основного тону і параметра мовного режиму.
7. Спосіб за п. 1, в якому згадане формування спектрально розширеного сигналу включає гармонічне розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал.
8. Спосіб за п. 1, в якому згадане формування спектрально розширеного сигналу включає застосування нелінійної функції до сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал.
9. Спосіб за п. 8, в якому нелінійна функція містить щонайменше одне з функції абсолютного значення, функції піднесення в квадрат і функції обмеження.
10. Спосіб за п. 1, що включає змішування сигналу, який оснований на спектрально розширеному сигналі, з модульованим сигналом шуму, причому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на змішаному сигналі.
11. Спосіб за п. 10, в якому згадане змішування включає в себе обчислення зваженої суми модульованого сигналу шуму і сигналу, який оснований на спектрально розширеному сигналі, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на зваженій сумі.
12. Спосіб за п. 10, в якому згаданий модульований сигнал шуму оснований на результаті модуляції сигналу шуму згідно з обвідною часової області сигналу на основі щонайменше одного з кодованого сигналу збудження смуги нижніх частот і спектрально розширеного сигналу.
13. Спосіб за п. 12, який включає формування сигналу шуму згідно з детермінованою функцією від інформації в кодованому мовному сигналі.
14. Спосіб за п. 1, в якому згадане формування спектрально розширеного сигналу включає в себе гармонічне розширення спектра сигналу з підвищеною дискретизацією, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот.
15. Спосіб за п. 1, який включає виконання щонайменше одного з (А) спектрального згладжування спектрально розширеного сигналу і (В) спектрального згладжування сигналу збудження смуги верхніх частот.
16. Спосіб за п. 15, в якому згадане спектральне згладжування включає етапи, на яких:
обчислюють множину коефіцієнтів фільтрації на основі сигналу, який повинен бути спектрально згладжений; і
фільтрують сигнал, який повинен бути спектрально згладжений, за допомогою відбілювального фільтра, сконфігурованого згідно з множиною коефіцієнтів фільтрації.
17. Спосіб за п. 16, в якому згадане обчислення множини коефіцієнтів фільтрації включає в себе виконання аналізу з лінійним прогнозом сигналу, який повинен бути спектрально згладжений.
18. Спосіб за п. 1, який включає виконання щонайменше одного з (і) кодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот і (іі) декодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот.
19. Носій для зберігання даних, який містить машиновиконувані інструкції, що описують спосіб обробки сигналів за п. 1.
20. Пристрій для формування сигналу збудження смуги верхніх частот, який містить:
розширювач спектра, виконаний з можливістю формувати спектрально розширений сигнал за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і
фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот,
при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і
сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на виведенні згаданого фільтра, що усуває розрідженість.
21. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати спектрально розширений сигнал.
22. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал збудження смуги верхніх частот.
23. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал згідно з всечастотною передавальною функцією.
24. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю змінювати фазовий спектр сигналу без значної модифікації амплітудного спектра сигналу.
25. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, включає в себе логіку прийняття рішень, сконфігуровану для прийняття рішення про те, чи потрібно фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот,
причому згадана логіка прийняття рішень сконфігурована для прийняття рішення на основі значення щонайменше одного з параметра нахилу спектра, параметра посилення основного тону і параметра мовного режиму.
26. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю гармонічно розширювати спектр сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал.
27. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю застосовувати нелінійну функцію до сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал.
28. Пристрій за п. 27, в якому нелінійна функція містить щонайменше одне з функції абсолютного значення, функції піднесення в квадрат і функції відсікання.
29. Пристрій за п. 20, що містить об'єднувач, виконаний з можливістю змішувати сигнал, який оснований на спектрально розширеному сигналі, з модульованим сигналом шуму, причому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на вихідному сигналі із згаданого об'єднувача.
30. Пристрій за п. 29, в якому згаданий об'єднувач виконаний з можливістю обчислювати зважену суму модульованого сигналу шуму і сигналу, який заснований на спектрально розширеному сигналі, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на зваженій сумі.
31. Пристрій за п. 29, який містить другий об'єднувач, виконаний з можливістю модулювати сигнал шуму згідно з обвідною часової області сигналу на основі щонайменше одного з кодованого сигналу збудження смуги нижніх частот і спектрально розширеного сигналу,
при цьому модульований сигнал шуму оснований на виведенні згаданого другого.
32. Пристрій за п. 31, який містить генератор шуму, виконаний з можливістю формувати сигнал шуму згідно з детермінованою функцією від інформації в кодованому мовному сигналі.
33. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю гармонічно розширювати спектр сигналу з підвищеною дискретизацією, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот.
34. Пристрій за п. 20, який містить блок згладжування спектра, виконаний з можливістю спектрально згладжувати щонайменше одне зі спектрально розширеного сигналу і сигналу збудження смуги верхніх частот.
35. Пристрій за п. 34, в якому згаданий блок згладжування спектра виконаний з можливістю обчислювати множину коефіцієнтів фільтрації на основі сигналу, який повинен бути спектрально згладжений, і фільтрувати сигнал, який повинен бути спектрально згладжений, за допомогою відбілювального фільтра, сконфігурованого згідно з множиною коефіцієнтів фільтрації.
36. Пристрій за п. 35, в якому згаданий блок згладжування спектра виконаний з можливістю обчислювати множину коефіцієнтів фільтрації на основі аналізу з лінійним прогнозом сигналу, який повинен бути спектрально згладжений.
37. Пристрій за п. 20, який містить щонайменше одне з (і) мовного кодера смуги верхніх частот, сконфігурованого для кодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот, і (іі) мовного декодера смуги верхніх частот, сконфігурованого для декодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот.
38. Пристрій за п. 20, який розміщено в стільниковому телефоні.
39. Пристрій за п. 20, який містить пристрій, сконфігурований для передачі множини пакетів, сумісних з версією Інтернет-протоколу, при цьому множина пакетів описує вузькосмуговий сигнал збудження.
40. Пристрій за п. 20, який містить пристрій, сконфігурований для прийому множини пакетів, сумісних з версією Інтернет-протоколу, при цьому множина пакетів описує вузькосмуговий сигнал збудження.
41. Пристрій для формування сигналу збудження смуги верхніх частот, який містить:
засіб формування спектрально розширеного сигналу за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і
фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот,
при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і оснований на виведенні згаданого фільтра, що усуває розрідженість.
42. Пристрій за п. 41, який розміщено в стільниковому телефоні.
Текст
1. Спосіб формування сигналу збудження смуги верхніх частот, при цьому згаданий спосіб включає етапи, на яких: формують спектрально розширений сигнал за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і виконують фільтрацію, що усуває розрідженість, сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на результаті виконання згаданої фільтрації, що усуває розрідженість. 2. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації, що усуває розрідженість, включає в себе виконання фільтрації, що усуває розрідженість, спектрально розширеного сигналу. 3. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації, що усуває розрідженість, включає в себе виконання фільтрації, що усуває розрідженість, сигналу збудження смуги верхніх частот. 4. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації сигналу, що усуває розрідженість, включає в себе виконання операції фільтрації для сигналу згідно з всечастотною передавальною функцією. 5. Спосіб за п. 1, в якому згадане виконання фільтрації сигналу, що усуває розрідженість, включає в 2 (19) 1 3 14. Спосіб за п. 1, в якому згадане формування спектрально розширеного сигналу включає в себе гармонічне розширення спектра сигналу з підвищеною дискретизацією, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот. 15. Спосіб за п. 1, який включає виконання щонайменше одного з (А) спектрального згладжування спектрально розширеного сигналу і (В) спектрального згладжування сигналу збудження смуги верхніх частот. 16. Спосіб за п. 15, в якому згадане спектральне згладжування включає етапи, на яких: обчислюють множину коефіцієнтів фільтрації на основі сигналу, який повинен бути спектрально згладжений; і фільтрують сигнал, який повинен бути спектрально згладжений, за допомогою відбілювального фільтра, сконфігурованого згідно з множиною коефіцієнтів фільтрації. 17. Спосіб за п. 16, в якому згадане обчислення множини коефіцієнтів фільтрації включає в себе виконання аналізу з лінійним прогнозом сигналу, який повинен бути спектрально згладжений. 18. Спосіб за п. 1, який включає виконання щонайменше одного з (і) кодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот і (іі) декодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот. 19. Носій для зберігання даних, який містить машиновиконувані інструкції, що описують спосіб обробки сигналів за п. 1. 20. Пристрій для формування сигналу збудження смуги верхніх частот, який містить: розширювач спектра, виконаний з можливістю формувати спектрально розширений сигнал за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на виведенні згаданого фільтра, що усуває розрідженість. 21. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати спектрально розширений сигнал. 22. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал збудження смуги верхніх частот. 23. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал згідно з всечастотною передавальною функцією. 24. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю змінювати фазовий спектр сигналу без значної модифікації амплітудного спектра сигналу. 25. Пристрій за п. 20, в якому згаданий фільтр, що усуває розрідженість, включає в себе логіку при 94041 4 йняття рішень, сконфігуровану для прийняття рішення про те, чи потрібно фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, причому згадана логіка прийняття рішень сконфігурована для прийняття рішення на основі значення щонайменше одного з параметра нахилу спектра, параметра посилення основного тону і параметра мовного режиму. 26. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю гармонічно розширювати спектр сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал. 27. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю застосовувати нелінійну функцію до сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, щоб одержати спектрально розширений сигнал. 28. Пристрій за п. 27, в якому нелінійна функція містить щонайменше одне з функції абсолютного значення, функції піднесення в квадрат і функції відсікання. 29. Пристрій за п. 20, що містить об'єднувач, виконаний з можливістю змішувати сигнал, який оснований на спектрально розширеному сигналі, з модульованим сигналом шуму, причому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на вихідному сигналі із згаданого об'єднувача. 30. Пристрій за п. 29, в якому згаданий об'єднувач виконаний з можливістю обчислювати зважену суму модульованого сигналу шуму і сигналу, який заснований на спектрально розширеному сигналі, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на зваженій сумі. 31. Пристрій за п. 29, який містить другий об'єднувач, виконаний з можливістю модулювати сигнал шуму згідно з обвідною часової області сигналу на основі щонайменше одного з кодованого сигналу збудження смуги нижніх частот і спектрально розширеного сигналу, при цьому модульований сигнал шуму оснований на виведенні згаданого другого. 32. Пристрій за п. 31, який містить генератор шуму, виконаний з можливістю формувати сигнал шуму згідно з детермінованою функцією від інформації в кодованому мовному сигналі. 33. Пристрій за п. 20, в якому згаданий розширювач спектра виконаний з можливістю гармонічно розширювати спектр сигналу з підвищеною дискретизацією, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот. 34. Пристрій за п. 20, який містить блок згладжування спектра, виконаний з можливістю спектрально згладжувати щонайменше одне зі спектрально розширеного сигналу і сигналу збудження смуги верхніх частот. 35. Пристрій за п. 34, в якому згаданий блок згладжування спектра виконаний з можливістю обчислювати множину коефіцієнтів фільтрації на основі сигналу, який повинен бути спектрально згладжений, і фільтрувати сигнал, який повинен бути спектрально згладжений, за допомогою відбілювально 5 94041 6 го фільтра, сконфігурованого згідно з множиною коефіцієнтів фільтрації. 36. Пристрій за п. 35, в якому згаданий блок згладжування спектра виконаний з можливістю обчислювати множину коефіцієнтів фільтрації на основі аналізу з лінійним прогнозом сигналу, який повинен бути спектрально згладжений. 37. Пристрій за п. 20, який містить щонайменше одне з (і) мовного кодера смуги верхніх частот, сконфігурованого для кодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот, і (іі) мовного декодера смуги верхніх частот, сконфігурованого для декодування мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з сигналом збудження смуги верхніх частот. 38. Пристрій за п. 20, який розміщено в стільниковому телефоні. 39. Пристрій за п. 20, який містить пристрій, сконфігурований для передачі множини пакетів, сумісних з версією Інтернет-протоколу, при цьому множина пакетів описує вузькосмуговий сигнал збудження. 40. Пристрій за п. 20, який містить пристрій, сконфігурований для прийому множини пакетів, сумісних з версією Інтернет-протоколу, при цьому множина пакетів описує вузькосмуговий сигнал збудження. 41. Пристрій для формування сигналу збудження смуги верхніх частот, який містить: засіб формування спектрально розширеного сигналу за допомогою розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати сигнал, який оснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот, при цьому сигнал збудження смуги верхніх частот оснований на спектрально розширеному сигналі, і оснований на виведенні згаданого фільтра, що усуває розрідженість. 42. Пристрій за п. 41, який розміщено в стільниковому телефоні. Дана заявка вимагає пріоритет Попередньої патентної заявки США номер 60/667901, озаглавленої "CODING THE HIGH-FREQUENCY BAND OF WIDEBAND SPEECH", зареєстрованої 1 квітня 2005 року. Дана заявка також вимагає пріоритет Попередньої патентної заявки США номер 60/673965, озаглавленої "PARAMETER CODING IN A HIGH-BAND SPEECH CODER", зареєстрованої 22 квітня 2005 року. Галузь техніки винаходу Даний винахід належить до обробки сигналів. Рівень техніки Мовний зв'язок по комутованій телефонній мережі загального користування (PSTN) традиційно обмежений по смузі пропускання в частотному діапазоні 300-3400 кГц. Нові мережі для мовного зв'язку, такі як стільникова телефонія і "мова-поІР" (Інтернет-протокол, VoIP) можуть не мати таких же обмежень по смузі пропускання і можуть бути переважними для передачі і прийому по таких мережах мовних передач, які включають в себе широкосмуговий частотний діапазон. Наприклад, може бути бажаним підтримувати діапазон аудіочастот, який продовжується вниз до 50 Гц і/або вгору до 7 або 8 кГц. Також може бути бажаним підтримувати інші додатки, наприклад, високоякісний аудіо- або аудіо/відеоконференцзв'язок, які можуть мати мовний контент аудіо в діапазонах за межами традиційних обмежень PSTN. Розширення діапазону, підтримуване за допомогою мовного кодера, до більш високих частот дозволяє підвищити розбірливість. Наприклад, інформація, яка розрізнює фрикативні звуки, такі як "s" і "f", в більшій мірі представлена у високих частотах. Розширення смуги верхніх частот також дозволяє поліпшити інші якості мови, такі як ефект присутності. Наприклад, навіть вокалізований голосний звук може мати спектральну енергію за межами обмеження PSTN. Один підхід до широкосмугового кодування мови пов'язаний з масштабуванням методу вузькосмугового кодування мови (наприклад, сконфігурованого для кодування діапазону 0-4 кГц), щоб покривати широкосмуговий спектр. Наприклад, мовний сигнал може дискретизуватися з більш високою частотою, щоб включати в себе компоненти на високих частотах, і метод вузькосмугового кодування може бути переконфігурований для використання більшого числа коефіцієнтів фільтрації, щоб представляти цей широкосмуговий сигнал. Методи вузькосмугового кодування, такі як CELP (кодування методом лінійного прогнозу з кодовим збудженням) є обчислювальноємними, проте, і широкосмуговий CELP-кодер може споживати дуже велике число циклів обробки, щоб бути практичним для більшості мобільних і інших вкладених додатків. Кодування всього спектра широкосмугового сигналу до необхідної якості за допомогою цього методу також може приводити до недопустимо великого збільшення смуги пропускання. Більше того, транскодування такого кодованого сигналу повинно вимагатися, перш ніж навіть його вузькосмугова частина може бути передана і/або декодована за допомогою системи, яка підтримує тільки вузькосмугове кодування. Інший підхід до широкосмугового кодування мови пов'язаний з екстраполюванням обвідної спектра смуги верхніх частот з кодованої обвідної вузькосмугового спектра. Хоч цей підхід може бути реалізований без якого-небудь збільшення смуги пропускання і без необхідності транскодування, приблизна спектральна обвідна або формантна структура частини смуги верхніх частот мовного сигналу, як правило, не може бути передбачена точно із спектральної обвідної вузькосмугової частини. Може бути бажаним реалізувати широкосмугове кодування мови таким чином, що щонаймен 7 ше вузькосмугова частина кодованого сигналу може бути передана за допомогою вузькосмугового каналу (такого як PSTN-канал) без транскодування або якої-небудь іншої суттєвої модифікації. Ефективність розширення широкосмугового кодування також може бути бажаною, наприклад, щоб не допустити суттєвого зниження числа користувачів, які можуть обслуговуватися в таких додатках, як безпровідний стільниковий телефонний зв'язок і широкомовна передача по провідних і безпровідних каналах. Суть винаходу У одному варіанті здійснення спосіб формування сигналу збудження смуги верхніх частот включає в себе формування спектрально розширеного сигналу за допомогою розширення спектра сигналу, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і виконання фільтрації сигналу, що усуває розрідженість, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот. У цьому способі сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на спектрально розширеному сигналі, і сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на результаті виконання фільтрації, що усуває розрідженість. У іншому варіанті здійснення пристрій включає в себе розширювач спектра, виконаний з можливістю формування спектрально розширеного сигналу за допомогою розширення спектра сигналу, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрування сигналу, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот. У цьому пристрої сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на спектрально розширеному сигналі, і сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на вихідному сигналі фільтра, що усуває розрідженість. У іншому варіанті здійснення пристрій включає в себе засіб формування спектрально розширеного сигналу за допомогою розширення спектра сигналу, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот; і фільтр, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрування сигналу, який заснований на кодованому сигналі збудження смуги нижніх частот. У цьому пристрої сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на спектрально розширеному сигналі, і сигнал збудження смуги верхніх частот заснований на вихідному сигналі фільтра, що усуває розрідженість. Короткий опис креслень Фіг. 1а ілюструє блок-схему широкосмугового мовного кодера А100 згідно з варіантом здійснення. Фіг 1b ілюструє блок-схему реалізації А102 широкосмугового мовного кодера А100. Фіг. 2а ілюструє блок-схему широкосмугового мовного декодера В100 згідно з варіантом здійснення. Фіг 2b ілюструє реалізацію В102 широкосмугового мовного декодера В100. Фіг. 3а ілюструє блок-схему реалізації А112 гребінки А110 фільтрів. 94041 8 Фіг. 3b ілюструє блок-схему реалізації В122 гребінки В120 фільтрів. Фіг. 4а ілюструє охоплення смуги пропускання по смугах нижніх і верхніх частот для одного прикладу гребінки А110 фільтрів. Фіг. 4b ілюструє охоплення смуги частот по смугах нижніх і верхніх частот для іншого прикладу гребінки А110 фільтрів. Фіг. 4с ілюструє блок-схему реалізації А114 гребінки А112 фільтрів. Фіг. 4d ілюструє блок-схему реалізації В124 гребінки В122 фільтрів. Фіг. 5а ілюструє приклад графіка частоти і логарифмічної амплітуди для мовного сигналу. Фіг. 5b ілюструє блок-схему базової системи кодування з лінійним прогнозом. Фіг. 6 ілюструє блок-схему реалізації А122 вузькосмугового кодера А120. Фіг. 7 ілюструє блок-схему реалізації В112 вузькосмугового декодера В110. Фіг. 8а ілюструє приклад графіка частоти і логарифмічної амплітуди для залишкового сигналу вокалізованої мови. Фіг. 8b ілюструє приклад графіка часу і логарифмічної амплітуди для залишкового сигналу вокалізованої мови. Фіг. 9 ілюструє блок-схему базової системи кодування з лінійним прогнозом, яка також виконує довгостроковий прогноз. Фіг. 10 ілюструє блок-схему реалізації А202 кодера А200 смуги верхніх частот. Фіг. 11 ілюструє блок-схему реалізації А302 генератора А300 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 12 ілюструє блок-схему реалізації А402 розширювача А400 спектра. Фіг. 12а ілюструє графіки спектра сигналу в різних точках в одному прикладі операції розширення спектра. Фіг. 12b ілюструє графіки спектра сигналу в різних точках в іншому прикладі операції розширення спектра. Фіг. 13 ілюструє блок-схему реалізації A304 генератора A302 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 14 ілюструє блок-схему реалізації A306 генератора A302 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 15 ілюструє блок-схему послідовності операцій задачі Т100 обчислення обвідної. Фіг. 16 ілюструє блок-схему реалізації 492 об'єднувача 490. Фіг. 17 ілюструє підхід до обчислення показника періодичності сигналу S30 смуги верхніх частот. Фіг. 18 ілюструє блок-схему реалізації A312 генератора А302 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 19 ілюструє блок-схему реалізації A314 генератора А302 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 20 ілюструє блок-схему реалізації A316 генератора А302 збудження смуги верхніх частот. Фіг. 21 ілюструє блок-схему послідовності операцій задачі Т200 обчислення посилення. Фіг. 22 ілюструє блок-схему послідовності операцій для реалізації Т210 задачі Т200 обчислення посилення. Фіг. 23а ілюструє схему функції віконної обробки. 9 Фіг. 23b ілюструє застосування функції віконної обробки, показаної на фіг. 23а, до субкадрів мовного сигналу. Фіг. 24 ілюструє блок-схему реалізації В202 декодера В200 смуги верхніх частот. Фіг. 25 ілюструє блок-схему реалізації AD10 широкосмугового мовного кодера А100. Фіг. 26а ілюструє схематичне представлення реалізації D122 лінії D120 затримки. Фіг. 26b ілюструє схематичне представлення реалізації D124 лінії D120 затримки. Фіг. 27 ілюструє схематичне представлення реалізації D130 лінії D120 затримки. Фіг 28 ілюструє блок-схему реалізації AD12 широкосмугового мовного кодера AD10. Фіг. 29 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу обробки MD100 сигналів згідно з варіантом здійснення. Фіг. 30 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М100 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 31а ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М200 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 31b ілюструє блок-схему послідовності операцій для реалізації М210 способу М200. Фіг. 32 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М300 згідно з варіантом здійснення. На кресленнях і в прикладеному описі однакові посилальні позиції означають ті ж або аналогічні елементи або сигнали. Докладний опис Описані в даному документі варіанти здійснення включають в себе системи, способи і пристрої, які можуть бути сконфігуровані так, щоб надавати розширення для вузькосмугового мовного сигналу, щоб підтримувати передачу і/або зберігання широкосмугових мовних сигналів при збільшенні пропускної здатності тільки до 800-1000 біт/с (бітів в секунду). Потенційні переваги цих реалізацій включають в себе вбудоване кодування, щоб підтримувати сумісність з вузькосмуговими системами, відносно простий розподіл і перерозподіл бітів між каналами вузькосмугового кодування і кодування в смузі верхніх частот, виключення обчислювальноємної операції широкосмугового синтезу і підтримання низької частоти дискретизації для сигналів, які повинні оброблятися за допомогою обчислювальноємних процедур кодування форми сигналів. За відсутності обмеження в явній формі контекстом, термін "обчислення" використовується в даному документі, щоб означати будь-яке зі своїх звичайних значень, наприклад, розрахунок, генерацію і вибір зі списку значень. Якщо термін "що містить" використовується в даному описі і формулі винаходу, він не виключає інших елементів або операцій. Термін "А заснований на В" використовується для того, щоб означати будь-яке зі своїх звичайних значень, в тому числі випадки (і) "А дорівнює В" і (іі) "А заснований щонайменше на В". Термін "Інтернет-протокол" включає в себе версію 4, як описано в IETF (Інженерна група по розвитку Інтернету) RFC (Робочі пропозиції) 791, і подальші версії, такі як версія 6. 94041 10 Фіг. 1а ілюструє блок-схему широкосмугового мовного кодера А100 згідно з варіантом здійснення. Гребінка А110 фільтрів сконфігурована таким чином, щоб фільтрувати широкосмуговий мовний сигнал S10, щоб формувати вузькосмуговий сигнал S20 і сигнал S30 смуги верхніх частот. Вузькосмуговий кодер А120 виконаний з можливістю кодувати вузькосмуговий сигнал S20, щоб формувати параметри S40 вузькосмугової (NB) фільтрації і вузькосмуговий залишковий сигнал S50. Як детально описано в даному документі, вузькосмуговий кодер А120 в типовому варіанті виконаний з можливістю формувати параметри S40 вузькосмугової фільтрації і кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження як індекси таблиці кодування або в іншій квантованій формі. Кодер А200 смуги верхніх частот виконаний з можливістю кодувати сигнал S30 смуги верхніх частот згідно з інформацією в кодованому вузькосмуговому сигналі S50 збудження, щоб сформувати параметри S60 кодування в смузі верхніх частот. Як детальніше описується в даному документі, кодер А200 смуги верхніх частот в типовому варіанті виконаний з можливістю формувати параметри S60 кодування в смузі верхніх частот як індекси таблиці кодування або в іншій квантованій формі. Один конкретний приклад широкосмугового мовного кодера А100 забезпечує можливістю кодування широкосмугового мовного сигналу S10 на швидкості приблизно 8,55 кбіт/с (кілобіт на секунду), при цьому приблизно 7,55 кбіт/с використовуються для параметрів S40 вузькосмугової фільтрації і кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50, а приблизно 1 кбіт/с використовується для параметрів S60 кодування смуги верхніх частот. Може бути бажаним комбінувати кодовані вузькосмугові сигнали і сигнали смуги верхніх частот в один потік бітів. Наприклад, може бути бажаним мультиплексувати кодовані сигнали разом для передачі (наприклад, по провідному, оптичному або безпровідному каналу передачі) або для зберігання як кодованого широкосмугового мовного сигналу. Фіг 1b ілюструє блок-схему реалізації А102 широкосмугового мовного кодера А100, який включає в себе мультиплексор А130, виконаний з можливістю комбінувати параметри S40 вузькосмугової фільтрації, кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження і параметри S60 фільтрації смуги верхніх частот в мультиплексований сигнал S70. Пристрій, який включає в себе кодер А102, також може включати в себе схему, сконфігуровану так, щоб передавати мультиплексований сигнал S70 в канал передачі, такий як провідний, оптичний або безпровідний канал. Цей пристрій також може бути сконфігурований так, щоб виконувати одну або більше операцій канального кодування з сигналом, такі як кодування з корекцією помилок (наприклад, узгоджене по швидкості згорткове кодування) і/або кодування з виявленням помилок (наприклад, кодування циклічним надмірним кодом), і/або кодування одного або більше рівнів мережних протоколів (наприклад, Ethernet, TCP/IP, cdma2000). 11 Може бути бажаним сконфігурувати мультиплексор А130 так, щоб вбудовувати кодований вузькосмуговий сигнал (що включає в себе параметри S40 вузькосмугової фільтрації і кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження) як розділюваний субпотік мультиплексованого сигналу S70, з тим щоб кодований вузькосмуговий сигнал міг бути відновлений і декодований незалежно від іншої частини мультиплексованого сигналу S70, такого як сигнал смуги верхніх частот і/або сигнал смуги нижніх частот. Наприклад, мультиплексований сигнал S70 може бути скомпонований таким чином, що кодований вузькосмуговий сигнал може бути відновлений за допомогою виключення параметрів S60 фільтрації смуги верхніх частот. Одна потенційна перевага такої ознаки полягає у виключенні необхідності транскодування кодованого широкосмугового сигналу до передачі його в систему, яка підтримує декодування вузькосмугового сигналу, але не підтримує декодування частини сигналу в смузі верхніх частот. Фіг. 2а - це блок-схема широкосмугового мовного декодера В100 згідно з варіантом здійснення. Вузькосмуговий декодер В110 виконаний з можливістю декодувати параметри S40 вузькосмугової фільтрації і кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження, щоб формувати вузькосмуговий сигнал S90. Декодер В200 смуги верхніх частот виконаний з можливістю декодувати параметри S60 кодування смуги верхніх частот згідно з вузькосмуговим сигналом S80 збудження на основі кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження, щоб сформувати сигнал S100 смуги верхніх частот. У цьому прикладі вузькосмуговий декодер В110 виконаний з можливістю надавати вузькосмуговий сигнал S80 збудження в декодер В200 смуги верхніх частот. Гребінка В120 фільтрів сконфігурована так, щоб комбінувати вузькосмуговий сигнал S90 і сигнал S100 смуги верхніх частот, щоб формувати широкосмуговий мовний сигнал S110. Фіг. 2b - це блок-схема реалізації В102 широкосмугового мовного декодера В100, який включає в себе демультиплексор В130, виконаний з можливістю формувати кодовані сигнали S40, S50 і S60 з мультиплексованого сигналу S70. Пристрій, який включає в себе декодер В102, може включати в себе схему, сконфігуровану так, щоб приймати мультиплексований сигнал S70 з каналу передачі, такого як провідний, оптичний або безпровідний канал. Цей пристрій також може бути сконфігурований так, щоб виконувати одну або більше операцій канального декодування з сигналом, такі як декодування з корекцією помилок (наприклад, узгоджене по швидкості згорткове декодування) і/або декодування з виявленням помилок (наприклад, декодування циклічним надмірним кодом), і/або декодування одного або більше рівнів мережних протоколів (наприклад, Ethernet, TCP/IP, cdma2000). Гребінка А110 фільтрів сконфігурована так, щоб фільтрувати вхідний сигнал згідно зі схемою розщеплення смуги, щоб формувати піддіапазон нижніх частот і піддіапазон верхніх частот. Залежно від проектних критеріїв конкретного додатку, вихідні піддіапазони можуть мати рівні або нерівні 94041 12 смуги пропускання і можуть бути перекривними або неперекривними. Конфігурація гребінки А110 фільтрів, яка формує більше двох піддіапазонів, також можлива. Наприклад, ця гребінка фільтрів може бути сконфігурована так, щоб формувати один або більше сигналів смуги нижніх частот, які включають в себе компоненти в частотному діапазоні нижче частотного діапазону вузькосмугового сигналу S20 (наприклад, діапазону 50-300 Гц). Також можна сконфігурувати цю гребінку фільтрів таким чином, щоб формувати один або більше додаткових сигналів смуги верхніх частот, які включають в себе компоненти в частотному діапазоні вище частотного діапазону сигналу S30 смуги верхніх частот (наприклад, діапазону 14-20, 16-20 або 16-32 кГц). У цьому випадку широкосмуговий мовний кодер А100 може бути реалізований таким чином, щоб кодувати цей сигнал або сигнали окремо, і мультиплексор А130 може бути виконаний з можливістю включати додатковий кодований сигнал або сигнали в мультиплексований сигнал S70 (наприклад, як розділювану частину). Фіг. 3а ілюструє блок-схему реалізації А112 гребінки А110 фільтрів, яка сконфігурована так, щоб формувати два піддіапазонних сигнали, що мають менші частоти дискретизації. Гребінка А110 фільтрів виконана з можливістю приймати широкосмуговий мовний сигнал S10, що має високочастотну (або високосмугову) частину і низькочастотну (або низькосмугову) частину. Гребінка А112 фільтрів включає в себе тракт обробки смуги нижніх частот, виконаний з можливістю приймати широкосмуговий мовний сигнал S10 і формувати вузькосмуговий мовний сигнал S20, і тракт обробки смуги верхніх частот, виконаний з можливістю приймати широкосмуговий мовний сигнал S10 і формувати мовний сигнал S30 смуги верхніх частот. Низькочастотний фільтр 110 фільтрує широкосмуговий мовний сигнал S10, щоб пропускати вибраний низькочастотний піддіапазон, а високочастотний фільтр 130 фільтрує широкосмуговий мовний сигнал S10, щоб пропускати вибраний високочастотний піддіапазон. Оскільки обидва піддіапазонних сигнали мають більш вузьку смугу пропускання, ніж широкосмуговий мовний сигнал S10, їх частоти дискретизації можуть бути знижені в деякій мірі без втрати інформації. Знижувальний дискретизатор 120 знижує частоту дискретизації низькочастотного сигналу згідно з необхідним коефіцієнтом проріджування (наприклад, за допомогою видалення вибірок сигналу і/або заміни вибірок середніми значеннями), а знижувальний дискретизатор 140 аналогічно знижує частоту дискретизації сигналу верхніх частот згідно з іншим необхідним коефіцієнтом проріджування. Фіг. 3b ілюструє блок-схему відповідної реалізації В122 гребінки В120 фільтрів. Підвищувальний дискретизатор 150 підвищує частоту дискретизації вузькосмугового сигналу S90 (наприклад, за допомогою заповнення нулями і/або за допомогою дублювання вибірок), і низькочастотний фільтр 160 фільтрує сигнал з підвищеною дискретизацією, щоб пропускати тільки низькосмугову частину (наприклад, щоб уникнути накладання спектрів). Аналогічно, підвищувальний дискрети 13 затор 170 збільшує частоту дискретизації сигналу S100 смуги верхніх частот, а високочастотний фільтр 180 фільтрує сигнал з підвищеною дискретизацією, щоб пропускати тільки частину смуги верхніх частот. Сигнали двох смуг пропускання потім підсумовуються, щоб сформувати широкосмуговий мовний сигнал S110. У деяких реалізаціях декодера В100 гребінка В120 фільтрів сконфігурована так, щоб формувати зважену суму сигналів двох смуг пропускання згідно з одним або більше ваговими коефіцієнтами, прийнятими і/або обчисленими за допомогою декодера В200 смуги верхніх частот. Конфігурація гребінки В120 фільтрів, яка комбінує сигнали більше ніж двох смуг пропускання, також можлива. Кожний з фільтрів 110, 130, 160, 180 може бути реалізований як фільтр з кінцевою імпульсною характеристикою (FIR) або як фільтр з нескінченною імпульсною характеристикою (IIR). Частотні характеристики фільтрів 110 і 130 кодера можуть мати симетричні перехідні області або перехідні області несхожої форми між смугою режекції і смугою пропускання. Аналогічно, частотні характеристики фільтрів 160 і 180 декодера можуть мати симетричні перехідні області або перехідні області несхожої форми між смугою режекції і смугою пропускання. Може бути бажаним, але не обов'язковим, реалізувати низькочастотний фільтр 110 з такою ж характеристикою, як і у низькочастотного фільтра 160, і реалізувати високочастотний фільтр 130 з такою ж характеристикою, як і у високочастотного фільтра 180. У одному прикладі дві пари 110, 130 і 160, 180 фільтрів є гребінками квадратурних дзеркальних фільтрів (QMF), при цьому пара 110, 130 фільтрів має такі ж коефіцієнти, що і пара 160, 180 фільтрів. У типовому прикладі низькочастотний фільтр 110 має смугу пропускання, яка включає в себе обмежений PSTN-діапазон в 300-3400 Гц (наприклад, смугу від 0 до 4 кГц). Фіг. 4а і 4b ілюструють відносні смуги пропускання широкосмугового мовного сигналу S10, вузькосмугового сигналу S20 і сигналу смуги верхніх частот S30 в двох різних прикладах реалізації. У обох з цих прикладів широкосмуговий мовний сигнал S10 має частоту дискретизації в 16 кГц (представляючи частотні компоненти в діапазоні 0-8 кГц), а вузькосмуговий сигнал S20 має частоту дискретизації в 8 кГц (представляючи частотні компоненти в діапазоні 04 кГц). У прикладі на фіг. 4а немає суттєвого перекриття між двома піддіапазонами. Сигнал S30 смуги верхніх частот, як показано в даному прикладі, може бути одержаний за допомогою високочастотного фільтра 130 зі смугою пропускання в 4-8 кГц. У цьому випадку може бути бажаним знизити частоту дискретизації до 8 кГц за допомогою зниження дискретизації фільтрованого сигналу на коефіцієнт два. Ця операція, яка, як очікується, може суттєво знизити обчислювальну складність додаткових операцій обробки сигналу, зменшує енергію смуги пропускання до діапазону в 0-4 кГц без втрати інформації. У альтернативному прикладі за фіг. 4b верхні і нижні піддіапазони мають помітне перекриття, так 94041 14 що область 3,5-4 кГц описується за допомогою обох піддіапазонних сигналів. Сигнал S30 смуги верхніх частот, як показано в даному прикладі, може бути одержаний за допомогою високочастотного фільтра 130 зі смугою пропускання в 3,5-7 кГц. У цьому випадку може бути бажаним знизити частоту дискретизації до 7 кГц за допомогою знижувальної дискретизації фільтрованого сигналу на коефіцієнт 16/7. Ця операція, яка, як очікується, може суттєво знизити обчислювальну складність додаткових операцій обробки сигналу, зменшує енергію смуги пропускання до діапазону 0-3,5 кГц без втрати інформації. У типовій телефонній трубці для телефонного зв'язку один або більше перетворювачів (тобто мікрофон і навушник або динамік) мають значною мірою недостатню характеристику в частотному діапазоні 7-8 кГц. У прикладі за фіг. 4b частина широкосмугового мовного сигналу S10 між 7 і 8 кГц не включена в кодований сигнал. Інші конкретні приклади високочастотного фільтра 130 мають смуги пропускання в 3,5-7,5 кГц і 3,5-8 кГц. У деяких реалізаціях забезпечення перекриття між піддіапазонами, як в прикладі за фіг. 4b, дає можливість використання низькочастотного і/або високочастотного фільтра, що має плавне спадання в перекривній області. Ці фільтри в типовому варіанті простіше проектувати, вони менш обчислювально складні і/або вносять меншу затримку, ніж фільтри з більш різкими або "крутими" характеристиками. Фільтри, що мають різкі перехідні області, часто мають більш високі бічні пелюстки (які можуть приводити до накладання спектрів), ніж фільтри аналогічного порядку, які мають плавне спадання. Фільтри, що мають різкі перехідні області, також можуть мати імпульсні характеристики великої тривалості, які можуть приводити до ревербуючих перешкод. Для реалізацій гребінок фільтрів, які мають один або більше IIR-фільтрів, що надають плавне спадання в перекривній області, можна використовувати фільтр або фільтри, полюси яких знаходяться далі від одиничної окружності, що може бути важливим для того, щоб забезпечувати стабільну реалізацію з фіксованою комою. Перекриття піддіапазонів надає плавне сполучення смуги нижніх частот і смуги верхніх частот, що може приводити до менших чутних перешкод, зниження накладання спектрів і/або менш помітного переходу від однієї смуги до іншої. Більше того, ефективність кодування вузькосмугового кодера А120 (наприклад, кодера форми сигналів) може падати з підвищенням частоти. Наприклад, якість кодування вузькосмугового кодера може знижуватися при низьких швидкостях передачі бітів, особливо при наявності фонового шуму. У цих випадках забезпечення перекриття піддіапазонів дозволяє підвищувати якість частотних компонентів, що відтворюються в перекривній області. Крім того, перекриття піддіапазонів забезпечує плавне сполучення смуги нижніх частот і смуги верхніх частот, що може приводити до менших чутних перешкод, зниження накладання спектрів і/або менш помітного переходу від однієї смуги до 15 іншої. Ця ознака може бути особливо бажаною для реалізації, в якій вузькосмуговий кодер А120 і кодер А200 смуги верхніх частот функціонують згідно з різними методами кодування. Наприклад, різні методи кодування можуть формувати сигнали, які звучать трохи по-різному. Кодер, який кодує спектральну обвідну у формі індексів таблиці кодування, може формувати сигнал, що має звук, відмінний від звуку кодера, який кодує замість цього амплітудний спектр. Кодер часової області (наприклад, кодер по імпульсно-кодовій модуляції, РСМ) може формувати сигнал, що має звук, відмінний від звуку кодера частотної області. Кодер, який кодує сигнал з представленням спектральної обвідної і відповідного залишкового сигналу, може формувати сигнал, що має звук, відмінний від звуку кодера, який кодує сигнал тільки з представленням спектральної обвідної. Кодер, який кодує сигнал як представлення його форми, може формувати виведення, що має звук, відмінний від звуку синусоїдального кодера. У цих випадках використання фільтрів, що мають різкі перехідні області, щоб задавати неперекривні піддіапазони, може приводити до раптового і перцепційно помітного переходу між піддіапазонами в синтезованому широкосмуговому сигналі. Хоч гребінки QMF-фільтрів, що мають доповнюючі перекривні частотні характеристики, часто використовуються в піддіапазонних методах, такі фільтри не придатні щонайменше для деяких реалізацій широкосмугового кодування, описаних в даному документі. Гребінка QMF-фільтрів в кодері сконфігурована так, щоб створювати значну міру накладання спектрів, яке компенсується у відповідній гребінці QMF-фільтрів в декодері. Таке компонування може бути непридатним для варіанта застосування, в якому сигнал піддається значній величині спотворення між гребінками фільтрів, оскільки спотворення може знижувати ефективність властивості компенсації накладання спектрів. Наприклад, варіанти застосування, що описуються в даному документі, включають в себе реалізації кодування, сконфігуровані так, щоб функціонувати при дуже низьких швидкостях передачі бітів. Як наслідок дуже низької швидкості передачі бітів, декодований сигнал з великою часткою імовірності є значною мірою спотвореним в порівнянні з вихідним сигналом, так що використання гребінок QMF-фільтрів може приводити до некомпенсованого накладання спектрів. Варіанти застосування, які використовують гребінки QMF-фільтрів, в типовому варіанті мають більш високі швидкості передачі бітів (наприклад, більше 12 кбіт/с для AMR і 64 кбіт/с для G.722). Додатково, кодер може бути виконаний з можливістю формувати синтезований сигнал, який перцепційно аналогічний вихідному сигналу, але який фактично значно відрізняється від вихідного сигналу. Наприклад, кодер, який витягує збудження смуги верхніх частот з вузькосмугового залишку, як описано в даному документі, може формувати такий сигнал, оскільки фактичний залишковий сигнал смуги верхніх частот може повністю бути відсутнім в декодованому сигналі. Використання гребінок QMF-фільтрів в цих додатках може при 94041 16 водити до значної міри спотворення, що викликається за допомогою некомпенсованого накладання спектрів. Величина спотворення, що викликається за допомогою QMF-накладання спектрів, може бути знижена, якщо порушуваний піддіапазон вузький, оскільки ефект від накладання спектрів обмежений смугою пропускання, яка дорівнює ширині піддіапазону. Наприклад, як описано в даному документі, кожний піддіапазон включає в себе приблизно половину широкосмугової смуги пропускання, проте, спотворення, що викликається за допомогою некомпенсованого накладання спектрів, може порушувати значну частину сигналу. Якість сигналу може також порушуватися за допомогою розміщення частотного діапазону, в якому виникає некомпенсоване накладання спектрів. Наприклад, спотворення, що створюється поруч з центром широкосмугового мовного сигналу (наприклад, між 3 і 4 кГц), може бути набагато більш небажаним, ніж спотворення, яке виникає поруч з границею сигналу (наприклад, вище 6 кГц). Хоч характеристики фільтрів гребінки QMFфільтрів тісно пов'язані одна з одною, низькосмугові тракти і тракти смуги верхніх частот гребінок А110 і В120 фільтрів можуть бути сконфігуровані так, щоб мати спектри, які повністю не пов'язані, не враховуючи перекриття двох піддіапазонів. Перекриття двох піддіапазонів визначається як відстань від точки, в якій частотна характеристика фільтра смуги верхніх частот падає до -20 дБ, до точки, в якій частотна характеристик фільтра смуги нижніх частот падає до -20 дБ. У різних прикладах гребінки А110 і/або В120 фільтрів це перекриття варіюється від приблизно 200 Гц до приблизно 1 кГц. Діапазон від приблизно 400 до приблизно 600 Гц може представляти необхідний компроміс між ефективністю кодування і перцепційною плавністю. У одному конкретному прикладі, як згадувалося вище, перекриття складає порядку 500 Гц. Може бути бажаним реалізувати гребінку А112 і/або В122 фільтрів, щоб виконати операції, проілюстровані на фіг. 4а і 4b, в декілька стадій. Наприклад, фіг. 4с ілюструє блок-схему реалізації А114 гребінки А112 фільтрів, яка виконує функціональний еквівалент операцій високочастотної фільтрації і знижувальної дискретизації, використовуючи набір з інтерполяції, повторної дискретизації і проріджування і інших операцій. Таку реалізацію може бути простіше спроектувати, і/або вона може надавати можливість повторного використання блоків логіки і/або коду. Наприклад, один функціональний блок може бути використаний для того, щоб виконувати операції проріджування до 14 кГц і проріджування до 7 кГц, як показано на фіг. 4с. Операція обернення спектра може бути реалізована за допомогою множення сигналу jn n на функцію е або послідовність (-1) , значення якої чергуються між +1 і -1. Операція формування спектра може бути реалізована як низькочастотний фільтр, виконаний з можливістю сформувати сигнал, щоб одержувати необхідну загальну характеристику фільтрації. 17 Потрібно зазначити, що як наслідок операції обернення спектра, спектр сигналу S30 смуги верхніх частот міняється на протилежний. Подальші операції в кодері і відповідному декодері можуть бути сконфігуровані належним чином. Наприклад, генератор A300 збудження смуги верхніх частот, описаний в даному документі, може бути виконаний з можливістю формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот, який також має спектрально обернену форму. Фіг. 4d ілюструє блок-схему реалізації В124 гребінки В12 фільтрів, яка виконує функціональний еквівалент операцій підвищувальної дискретизації і високочастотної фільтрації, використовуючи набір з інтерполяції, повторної дискретизації і інших операцій. Гребінка В124 фільтрів включає в себе операцію обернення спектра в смузі верхніх частот, яка обертає аналогічну операцію, яка виконується, наприклад, в гребінці фільтрів кодера, такій як гребінка А114 фільтрів. У цьому конкретному прикладі гребінка В124 фільтрів також включає в себе режекторні фільтри в смузі нижніх частот і смузі верхніх частот, які ослаблюють компонент сигналу при 7100 Гц, хоч ці фільтри є необов'язковими і не обов'язково повинні бути включені. Патентна заявка "SYSTEMS, METHODS, AND APPARATUS FOR SPEECH SIGNAL FILTERING", подана спільно з даною заявкою, номер справи повіреного 050551, включає в себе додатковий опис і креслення, пов'язані з характеристиками елементів конкретних реалізацій гребінок А110 і В120 фільтрів, і цей матеріал включений в цей документ за допомогою посилання. Вузькосмуговий кодер А120 реалізований згідно з моделлю вхідного фільтра, яка кодує вхідний мовний сигнал як (А) набір параметрів, які описують фільтр, і (В) сигнал збудження, який приводить в дію описаний фільтр, щоб сформувати синтезоване відтворення вхідного мовного сигналу. Фіг. 5а ілюструє приклад спектральної обвідної мовного сигналу. Піки, які характеризують цю спектральну обвідну, представляють резонанси мовного тракту і називаються формантами. Більшість мовних кодерів кодують щонайменше цю приблизну спектральну структуру як набір параметрів, таких як коефіцієнти фільтрації. Фіг. 5b ілюструє приклад базового компонування вхідного фільтра, що застосовується до кодування спектральної обвідної вузькосмугового сигналу S20. Аналізуючий модуль обчислює набір параметрів, які характеризують фільтр, відповідний мовному звуку, за період часу (типово 20 мс). Відбілювальний фільтр (також званий аналізуючим фільтром або фільтром помилок прогнозу), сконфігурований згідно з цими параметрами фільтрації, видаляє спектральну обвідну, щоб спектрально згладити сигнал. Результуючий відбілювальний сигнал (також званий залишком) має менше енергії і тим самим меншу дисперсію, і його простіше кодувати, ніж вихідний мовний сигнал. Помилки, виникаючі внаслідок кодування залишкового сигналу, також можуть бути розподілені більш рівномірно по спектру. Параметри фільтрації і залишок в типовому варіанті квантуються для ефективної передачі по каналу. У декодері синтезуючий 94041 18 фільтр, сконфігурований згідно з параметрами фільтрації, збуджується за допомогою сигналу на основі залишку, щоб сформувати синтезовану версію вихідного мовного звуку. Синтезуючий фільтр в типовому варіанті виконаний з передавальною функцією, яка є інверсією передавальної функції відбілювального фільтра. Фіг. 6 ілюструє блок-схему базової реалізації А122 вузькосмугового кодера А120. У цьому прикладі аналізуючий модуль 210 кодування з лінійним прогнозом (LPC) кодує спектральну обвідну вузькосмугового сигналу S20 як набір коефіцієнтів лінійного прогнозу (LP) (наприклад, коефіцієнтів полюсного фільтра 1/A(z)). Аналізуючий модуль в типовому варіанті обробляє вхідний сигнал як послідовність неперекривних кадрів, при цьому новий набір коефіцієнтів обчислюється для кожного кадру. Період кадру - це, як правило, період протягом якого, як очікується, сигнал може бути локально стаціонарним; один загальний приклад - це 20 мілісекунд (еквівалентно 160 вибіркам при частоті дискретизації 8 кГц). У одному прикладі аналізуючий LPC-модуль 210 виконаний з можливістю обчислювати набір з десяти коефіцієнтів LPфільтрації, щоб охарактеризувати формантну структуру кожного 20-мілісекундного кадру. Також можна реалізувати аналізуючий модуль так, щоб обробляти вхідний сигнал як послідовність перекривних кадрів. Аналізуючий модуль може бути виконаний з можливістю аналізувати вибірки кожного кадру безпосередньо, або вибірки можуть бути спочатку зважені згідно з функцією вікна (наприклад, зважувальної функції Хеммінга). Аналіз також може виконуватися для вікна, яке перевищує кадр, наприклад, 30-мілісекундного вікна. Це вікно може бути симетричним (наприклад, 5-20-5, так що воно включає в себе 5 мілісекунд відразу перед і після 20-мілісекундного кадру) або асиметричним (наприклад, 10-20, так що воно включає в себе останні 10 мілісекунд попереднього кадру). Аналізуючий LPC-модуль в типовому варіанті виконаний з можливістю обчислювати коефіцієнти LPфільтрації за допомогою рекурсії ЛевінсонаДурбіна або алгоритму Леро-Гогена. У іншій реалізації аналізуючий модуль може бути виконаний з можливістю обчислювати набір коефіцієнтів косинусного перетворення Фур'є для кожного кадру замість набору коефіцієнтів LP-фільтрації. Вихідна швидкість кодера А120 може бути значно знижена, з відносно невеликим впливом на якість відтворення, за допомогою квантування параметрів фільтрації. Коефіцієнти фільтрації з лінійним прогнозом важко ефективно квантувати, і звичайно вони перетворюються в інше представлення, наприклад, пари спектральних ліній (LSP) або частоти спектральних ліній (LSF) для квантування і/або кодування по ентропії. У прикладі за фіг. 6, перетворювач 220 коефіцієнтів LPфільтрації в LSF перетворює набір коефіцієнтів LP-фільтрації у відповідний набір LSF. Інші представлення "один-до-одного" коефіцієнтів LPфільтрації включають в себе коефіцієнти паркора; значення відношення логарифмічної площі; спектральні пари імітансів (ISP); і спектральні частоти 19 імітансів (ISF), які використовуються в кодеку AMR-WB (адаптивне багатошвидкісне широкосмугове кодування) для GSM (глобальна система мобільного зв'язку). Типово перетворення між набором коефіцієнтів LP-фільтрації і відповідним набором LSF є оборотним, але варіанти здійснення також включають в себе реалізації кодера А120, в яких перетворення є безповоротним без помилок. Квантувач 230 виконаний з можливістю квантувати набір вузькосмугових LSF (або іншого представлення коефіцієнтів), а вузькосмуговий кодер А122 виконаний з можливістю виводити результат цього квантування як параметри S40 вузькосмугової фільтрації. Даний квантувач в типовому варіанті включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний вектор як індекс до відповідного запису вектора в таблиці або таблиці кодування. Як показано на фіг. 6, вузькосмуговий кодер А122 також формує залишковий сигнал за допомогою передачі вузькосмугового сигналу S20 через відбілювальний фільтр 260 (також званий аналізуючим фільтром або фільтром помилок прогнозу), який сконфігурований згідно з набором коефіцієнтів фільтрації. У цьому конкретному прикладі відбілювальний фільтр 260 реалізований як FIRфільтр, хоч також можуть бути використані IIRреалізації. Даний залишковий сигнал в типовому варіанті містить перцепційно важливу інформацію мовного кадру, таку як довгострокова структура, пов'язана з кроком, яка не представлена в параметрах S40 вузькосмугової фільтрації. Квантувач 270 виконаний з можливістю обчислювати оцифроване представлення цього залишкового сигналу для виведення як кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження. Даний квантувач в типовому варіанті включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний вектор як індекс до відповідного запису вектора в таблиці або таблиці кодування. Альтернативно, даний квантувач може бути виконаний з можливістю передачі одного або більше параметрів, з яких вектор може бути сформований динамічно в декодері, а не витягнутий з пристрою зберігання, як в способі розрідженої таблиці кодування. Цей спосіб використовується в схемах кодування, таких як алгебраїчне CELP (кодування методом лінійного прогнозу з кодовим збудженням), і кодеках, таких як EVRC (вдосконалений кодек із змінною швидкістю) для 3GPP2 (Партнерський проект третього покоління 2). Бажано, щоб вузькосмуговий кодер А120 формував кодований вузькосмуговий сигнал збудження згідно з тими ж параметрами фільтрації, які доступні для відповідного вузькосмугового декодера. Таким чином, результуючий кодований вузькосмуговий сигнал збудження може вже в деякій мірі враховувати неідеальність в цих значеннях параметрів, наприклад, помилку квантування. Отже, бажано конфігурувати відбілювальний фільтр з використанням тих же значень коефіцієнтів, що і доступні в кодері. У базовому прикладі кодера А122, як показано на фіг. 6, зворотний квантувач 240 деквантує параметри S40 вузькосмугового кодування, перетворювач 250 LSF в коефіцієнти LP-фільтрації перетворює результуючі 94041 20 значення зворотно до відповідного набору коефіцієнтів LP-фільтрації, і цей набір коефіцієнтів використовується для того, щоб конфігурувати відбілювальний фільтр 260, щоб формувати залишковий сигнал, який квантується за допомогою квантувача 270. Деякі реалізації вузькосмугового кодера А120 сконфігуровані так, щоб обчислювати кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження за допомогою ідентифікації одного з набору векторів таблиці кодування, який в найбільшій мірі співпадає із залишковим сигналом. Проте, потрібно зазначити, що вузькосмуговий кодер А120 також може бути реалізований так, щоб обчислювати квантоване представлення залишкового сигналу без фактичного формування залишкового сигналу. Наприклад, вузькосмуговий кодер А120 може бути виконаний з можливістю використати ряд векторів таблиці кодування, щоб формувати відповідні синтезовані сигнали (наприклад, згідно з поточним набором параметрів фільтрації) і вибирати вектор таблиці кодування, пов'язаний зі сформованим сигналом, який в найбільшій мірі співпадає з вихідним вузькосмуговим сигналом S20 в перцепційно зваженій області. Фіг. 7 ілюструє блок-схему реалізації В112 вузькосмугового декодера В110. Зворотний квантувач 310 деквантує параметри S40 вузькосмугової фільтрації (в цьому випадку, до набору LSF), а перетворювач 320 LSF в параметри LP-фільтрації перетворює LSF в набір коефіцієнтів фільтрації (наприклад, як описано вище з посиланням на зворотний квантувач 240 і перетворювач 250 вузькосмугового кодера А122). Зворотний квантувач 340 деквантує вузькосмуговий залишковий сигнал S40, щоб сформувати вузькосмуговий сигнал S80 збудження. На основі коефіцієнтів фільтрації і вузькосмугового сигналу S80 збудження вузькосмуговий синтезуючий фільтр 330 синтезує вузькосмуговий сигнал S90. Іншими словами, вузькосмуговий синтезуючий фільтр 330 виконаний з можливістю спектрально формувати вузькосмуговий сигнал S80 збудження згідно з деквантованими коефіцієнтами фільтрації, щоб сформувати вузькосмуговий сигнал S90. Вузькосмуговий декодер В112 також надає вузькосмуговий сигнал S80 збудження в кодер А200 смуги верхніх частот, який використовує його для витягання сигналу S120 збудження смуги верхніх частот, як описано в даному документі. У деяких реалізаціях, описаних нижче, вузькосмуговий декодер В110 може бути виконаний з можливістю надавати додаткову інформацію в декодер В200 смуги верхніх частот, яка пов'язана з вузькосмуговим сигналом, таку як нахил спектра, посилення і запізнення основного тону і режим мови. Система вузькосмугового кодера А122 і вузькосмугового декодера В112 є базовим прикладом мовного кодера аналізу за допомогою синтезу. Кодування методом лінійного прогнозу з кодовим збудженням (CELP) є одним популярним сімейством кодування на основі аналізу за допомогою синтезу, і реалізації таких кодерів можуть виконувати кодування форми сигналу залишку, в тому числі такі операції, як вибір записів з фіксованих і 21 адаптивних таблиць кодування, операції мінімізації помилок і/або операції перцепційного зважування. Інші реалізації кодування на основі аналізу за допомогою синтезу включають в себе кодування методом лінійного прогнозу зі змішаним збудженням (MELP), алгебраїчного CELP (ACELP), релаксаційного CELP (RCELP), регулярного збудження імпульсами (RPE), багатоімпульсного CELP (МРЕ) і лінійного прогнозу із збудженням векторною сумою (VSELP). Пов'язані способи кодування включають в себе кодування з багатосмуговим збудженням (МВЕ) і інтерполяцією прототипу форми сигналу (PWI). Приклади стандартизованих мовних кодеків на основі аналізу за допомогою синтезу включають в себе повношвидкісний GSM-кодек ETSI-GSM (Європейський інститут телекомунікаційних стандартів) (GSM 06.10), який використовує лінійний прогноз із залишковим збудженням (RELP); поліпшений повношвидкісний GSM-кодек (ETSI-GSM 06.60); кодер за стандартом ITU (Міжнародний союз телекомунікацій) 11.8 кбіт/с G.729 Додаток Е; кодеки IS (Interim Standard)-641 для IS-136 (схема множинного доступу з часовим розділенням каналів); адаптивні багатошвидкісні GSM-кодеки (GSM-AMR); і кодек 4GV™ (вокодер четвертого покоління) (QUALCOMM Incorporated, San Diego, СА). Вузькосмуговий кодер А120 і відповідний декодер В110 можуть бути реалізовані згідно з однією з цих методологій або будь-якою іншою технологією мовного кодування (відомою або розроблюваною), яка представляє мовний сигнал як (А) набір параметрів, які описують фільтр, і (В) сигнал збудження, що використовується для того, щоб приводити в дію описаний фільтр, щоб відтворити мовний сигнал. Навіть після того, як відбілювальний фільтр видалив приблизну спектральну обвідну з вузькосмугового сигналу S20, значна частина тонкої гармонічної структури може залишатися, особливо для вокалізованої мови. Фіг. 8а ілюструє спектральний графік одного прикладу залишкового сигналу, який може бути сформований за допомогою відбілювального фільтра, для мовного сигналу, наприклад, голосних звуків. Періодична структура, показана в цьому прикладі, пов'язана з основним тоном, і різні вокалізовані звуки, вимовні одним і тим же говорячим, можуть мати різні формантні структури, але схожі структури основного тону. Фіг. 8b ілюструє графік часової області прикладу такого залишкового сигналу, який показує послідовність імпульсів основного тону у часі. Ефективність кодування і/або якість мови може бути підвищена за допомогою використання одного або більше значень параметрів для того, щоб кодувати характеристики структури основного тону. Однією важливою характеристикою структури основного тону є ефективність першої гармоніки (також званої власною частотою), яка в типовому варіанті знаходиться в діапазоні 60-400 Гц. Ця характеристика в типовому варіанті кодується як інверсія власної частоти, також звана запізненням основного тону. Запізнення основного тону вказує число вибірок в одному періоді основного тону і може кодуватися як один або більше індексів таб 94041 22 лиці кодування. Мовні сигнали, відповідні чоловічому голосу, часто мають більше запізнення основного тону, ніж мовні сигнали, відповідні жіночому голосу. Іншою характеристикою сигналу, пов'язаною зі структурою основного тону, є періодичність, яка вказує інтенсивність гармонічної структури або, іншими словами, міру, в якій сигнал є гармонічним або не гармонічним. Двома типовими індикаторами періодичності є переходи через нуль і функції нормалізованої автокореляції (NACF). Періодичність також може показуватися за допомогою посилення основного тону, яке, як правило, кодується як посилення таблиці кодування (наприклад, посилення квантованої адаптивної таблиці кодування). Вузькосмуговий кодер А120 може включати в себе один або більше модулів, сконфігурованих так, щоб кодувати довгострокову гармонічну структуру вузькосмугового сигналу S20. Як показано на фіг. 9, одна типова парадигма CELP, яка може бути використана, включає в себе аналізуючий LPC-модуль з розімкненим контуром, який кодує короткострокову характеристику або приблизну спектральну обвідну, після чого іде аналізуюча стадія довгострокового прогнозу із замкненим контуром, яка кодує точний основний тон або гармонічну структуру. Короткострокові характеристики кодуються як коефіцієнти фільтрації, а довгострокові характеристики кодуються як значення параметрів, наприклад, запізнення основного тону і посилення основного тону. Наприклад, вузькосмуговий кодер А120 може бути виконаний з можливістю виводити кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження в формі, яка включає в себе один або більше індексів таблиці кодування (наприклад, індекс фіксованої таблиці кодування або індекс адаптивної таблиці кодування) і відповідні значення посилення. Обчислення цього квантованого представлення вузькосмугового залишкового сигналу (наприклад, за допомогою квантувача 270) може включати в себе вибір таких індексів і обчислення таких значень. Кодування структури основного тону також може включати в себе інтерполяцію форми сигналу прототипу основного тону, причому ця операція може включати в себе обчислення різниці між послідовними імпульсами основного тону. Моделювання довгострокової структури може бути відключене від кадрів, відповідних невокалізованій мові, які в типовому варіанті є шумоподібними і неструктурованими. Реалізація вузькосмугового декодера В110 згідно з парадигмою, проілюстрованою на фіг. 9, може бути сконфігурована так, щоб виводити вузькосмуговий сигнал S80 збудження в декодер В200 смуги верхніх частот після того, як довгострокова структура (основний тон або гармонічна структура) відновлена. Наприклад, цей декодер може бути виконаний з можливістю виводити вузькосмуговий сигнал S80 збудження як деквантовану версію кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження. Зрозуміло, також можна реалізувати вузькосмуговий декодер В110, так що декодер В200 смуги верхніх частот виконує деквантування кодованого вузькосмугового сигналу S50 збуджен 23 ня, щоб одержати вузькосмуговий сигнал збудження S80. У реалізації широкосмугового мовного кодера А100 згідно з парадигмою, показаною на фіг. 9, кодер А200 смуги верхніх частот може бути виконаний з можливістю приймати вузькосмуговий сигнал збудження, що формується за допомогою короткострокового аналізуючого або відбілювального фільтра. Іншими словами, вузькосмуговий кодер А120 може бути виконаний з можливістю виводити вузькосмуговий сигнал збудження в кодер А200 смуги верхніх частот до кодування довгострокової структури. Проте, бажано для кодера А200 смуги верхніх частот приймати з вузькосмугового каналу таку ж інформацію кодування, яка приймається за допомогою декодера В200 смуги верхніх частот, з тим щоб параметри кодування, що формуються за допомогою кодера А200 смуги верхніх частот, могли вже в деякій мірі враховувати неідеальність в цій інформації. Таким чином, може бути переважним для кодера А200 смуги верхніх частот відновлювати вузькосмуговий сигнал S80 збудження з такого ж параметризованого і/або квантованого кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження, який повинен бути виведений за допомогою широкосмугового мовного кодера А100. Одна потенційна перевага цього підходу полягає в більш точному обчисленні коефіцієнтів S60b посилення смуги верхніх частот, описаних нижче. Крім параметрів, які характеризують короткострокову і/або довгострокову структуру вузькосмугового сигналу S20, вузькосмуговий кодер А120 може формувати значення параметрів, які пов'язані з іншими характеристиками вузькосмугового сигналу S20. Ці значення, які можуть бути належним чином квантовані для виведення за допомогою широкосмугового мовного кодера А100, можуть бути включені в параметри S40 вузькосмугової фільтрації або виведені окремо. Кодер А200 смуги верхніх частот також може бути виконаний з можливістю обчислювати параметри S60 кодування смуги верхніх частот згідно з одним або більше цих додаткових параметрів (наприклад, після деквантування). У широкосмуговому мовному кодері В100 декодер В200 смуги верхніх частот може бути виконаний з можливістю приймати значення параметрів за допомогою вузькосмугового кодера В110 (наприклад, після деквантування). Альтернативно, кодер В200 смуги верхніх частот може бути виконаний з можливістю приймати (і, можливо, деквантувати) значення параметрів безпосередньо. У одному прикладі додаткових параметрів вузькосмугового кодування, вузькосмуговий кодер А120 формує значення для параметрів нахилу спектра і мовного режиму для кожного кадру. Нахил спектра пов'язаний з формою спектральної обвідної в смузі пропускання і в типовому варіанті представляється за допомогою квантованого першого коефіцієнта відображення. Для більшості вокалізованих звуків спектральна енергія знижується із збільшенням частоти, так що перший коефіцієнт відображення є негативним і може досягати -1. Більшість невокалізованих звуків мають 94041 24 спектр, який або плоский, так що перший коефіцієнт відображення близький до нуля, або має більше енергії при високих частотах, так що перший коефіцієнт відображення є позитивним і може досягати +1. Мовний режим (також званий голосовим режимом) вказує те, представляє поточний кадр вокалізовану або невокалізовану мову. Цей параметр може мати двійкове значення на основі одного або двох показників періодичності (наприклад, переходів через нуль, NACF, посилення основного тону) і/або активності мови для кадру, наприклад, відношення між таким показником і пороговим значенням. У інших реалізаціях параметр мовного режиму має один або більше станів, щоб вказувати такі режими, як мовчання або фоновий шум або перехід між мовчанням і вокалізованою мовою. Кодер А200 смуги верхніх частот виконаний з можливістю кодувати сигнал S30 смуги верхніх частот згідно з моделлю вхідного фільтра, при цьому збудження для цього фільтра засноване на кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. Фіг. 10 ілюструє блок-схему реалізації А202 кодера А200 смуги верхніх частот, який виконаний з можливістю формувати потік параметрів S60 кодування смуги верхніх частот, в тому числі параметрів S60a фільтрації смуги верхніх частот і коефіцієнтів S60b посилення смуги верхніх частот. Генератор A300 збудження смуги верхніх частот витягує сигнал S120 збудження смуги верхніх частот з кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження. Аналізуючий модуль А210 формує набір значень параметрів, які характеризують спектральну обвідну сигналу S30 смуги верхніх частот. У даному конкретному прикладі аналізуючий модуль А210 виконаний з можливістю виконувати LPC-аналіз, щоб формувати набір коефіцієнтів LP-фільтрації для кожного кадру сигналу S30 смуги верхніх частот. Перетворювач 410 коефіцієнтів фільтрації з лінійним прогнозом в LSF перетворює набір коефіцієнтів LP-фільтрації у відповідний набір LSF. Як указано вище з посиланням на аналізуючий модуль 210 і перетворювач 220, аналізуючий модуль А210 і/або перетворювач 410 можуть бути сконфігуровані так, щоб використовувати інші набори коефіцієнтів (наприклад, коефіцієнтів косинусного перетворення Фур'є) і/або представлення коефіцієнтів (наприклад, ISP). Квантувач 420 виконаний з можливістю квантувати набір LSF смуги верхніх частот (або іншого представлення коефіцієнтів, наприклад, ISP), а кодер А102 смуги верхніх частот виконаний з можливістю виводити результат цього квантування як параметри S60a фільтрації смуги верхніх частот. Даний квантувач в типовому варіанті включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний вектор як індекс до відповідного запису вектора в таблиці або таблиці кодування. Кодер А202 смуги верхніх частот також включає в себе синтезуючий фільтр А220, виконаний з можливістю формувати синтезований сигнал S130 смуги верхніх частот згідно з сигналом S120 збудження смуги верхніх частот і кодованою спектральною обвідною (наприклад, набір коефіцієнтів LP 25 фільтрації), сформованою за допомогою аналізуючого модуля А210. Синтезуючий фільтр А220 в типовому варіанті реалізований як IIR-фільтр, хоч також можуть бути використані FIR-реалізації. У конкретному прикладі синтезуючий фільтр А220 реалізований як лінійний авторегресивний фільтр шостого порядку. Обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот обчислює одну або більше різниць між рівнями вихідного сигналу S30 смуги верхніх частот і синтезованого сигналу S130 смуги верхніх частот, щоб задавати обвідну посилення для кадру. Квантувач 430, який може бути реалізований як векторний квантувач, який кодує вхідний вектор як індекс у відповідний запис вектора в таблиці або таблиці кодування, квантує значення або значення, що задають обвідну посилення, а кодер А202 смуги верхніх частот виконаний з можливістю виводити результат цього квантування як коефіцієнти S60b посилення смуги верхніх частот. У реалізації, показаній на фіг. 10, синтезуючий фільтр А220 виконаний з можливістю приймати коефіцієнти фільтрації з аналізуючого модуля А210. Альтернативна реалізація кодера А202 смуги верхніх частот включає в себе зворотний квантувач і зворотне перетворення, сконфігуроване так, щоб декодувати коефіцієнти фільтрації з параметрів S60a фільтрації смуги верхніх частот, і в цьому випадку синтезуючий фільтр А220 виконаний з можливістю приймати замість цього декодований коефіцієнти фільтрації. Таке альтернативне компонування може підтримувати більш точне обчислення обвідної посилення за допомогою обчислювача А230 посилення смуги верхніх частот. У одному конкретному прикладі аналізуючий модуль А210 і обчислювач А230 посилення смуги верхніх частот виводять набір з шести LSF і набір з п'яти значень посилення на кадр, відповідно, з тим щоб широкосмугове розширення вузькосмугового сигналу S20 могло здійснюватися тільки за допомогою одинадцяти додаткових значень на кадр. Слух часто менш чутливий до похибок частоти при високих частотах, так що кодування смуги верхніх частот при LPC низького порядку може формувати сигнал, що має порівнянну перцепційну якість з вузькосмуговим кодуванням при LPC більш високого порядку. Типова реалізація кодера А200 смуги верхніх частот може бути сконфігурована так, щоб виводити 8-12 бітів на кадр для високоякісного відновлення спектральної обвідної і ще 8-12 бітів на кадр для високоякісного відтворення часової обвідної. У іншому конкретному прикладі аналізуючий модуль А210 виводить набір з LSF на кадр. Деякі реалізації кодера А200 смуги верхніх частот сконфігуровані так, щоб формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот за допомогою формування сигналу випадкового шуму, що має частотні компоненти смуги верхніх частот, і амплітудної модуляції сигналу шуму згідно з обвідною часової області вузькосмугового сигналу S20, вузькосмугового сигналу S80 збудження або сигналу S30 смуги верхніх частот. Хоч цей заснований на шумі спосіб може формувати достатні результати для невокалізованих звуків, проте, він 94041 26 може бути непридатним для вокалізованих звуків, залишки яких звичайно гармонічні, і, отже, мають деяку періодичну структуру. Генератор A300 збудження смуги верхніх частот виконаний з можливістю формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот за допомогою продовження спектра вузькосмугового сигналу S80 збудження до частотного діапазону смуги верхніх частот. Фіг. 11 ілюструє блок-схему реалізації A302 генератора А300 збудження смуги верхніх частот. Зворотний квантувач 450 виконаний з можливістю деквантувати кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження, щоб формувати вузькосмуговий сигнал S80 збудження. Розширювач А400 спектра виконаний з можливістю формувати гармонічно розширений сигнал S160 на основі вузькосмугового сигналу S80 збудження. Об'єднувач 470 виконаний з можливістю комбінувати сигнал випадкового шуму, що формується за допомогою генератора 480 шуму, і обвідну часовій області, обчислену за допомогою обчислювача 460 обвідної, щоб сформувати модульований сигнал S170 шуму. Об'єднувач 490 виконаний з можливістю змішувати гармонічно розширений сигнал S60 і модульований сигнал S170 шуму, щоб сформувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот. У одному прикладі розширювач А400 спектра виконаний з можливістю виконувати операцію спектрального накладання (також званого дзеркалюванням) для вузькосмугового сигналу S80 збудження, щоб формувати гармонічно розширений сигнал S160. Спектральне накладання може виконуватися за допомогою доповнення нулями сигналу S80 збудження і подальшого застосування високочастотного фільтра, щоб зберегти побічну низькочастотну складову. У іншому прикладі розширювач А400 спектра виконаний з можливістю формувати гармонічно розширений сигнал S160 за допомогою спектрального перетворення вузькосмугового сигналу S80 збудження в сигнал смуги верхніх частот (наприклад, за допомогою підвищувальної дискретизації і подальшого множення з косинусоїдального сигналу постійної частоти). Способи спектрального накладання і перетворення можуть формувати спектрально розширені сигнали, гармонічна структура яких є безперервною з вихідною гармонічною структурою вузькосмугового сигналу S80 збудження по фазі і/або частоті. Наприклад, ці способи можуть формувати сигнали, що мають піки, які, як правило, не є кратними власній частоті, що може викликати перешкоди різких звуків у відновленому мовному сигналі. Ці способи також часто формують високочастотні гармоніки, які мають неприродно сильні тональні характеристики. Крім того, оскільки PSTN-сигнал може дискретизуватися при 8 кГц, але обмежений по смузі пропускання не більше ніж 3400 Гц, верхній спектр вузькосмугового сигналу S80 збудження може містити мало або взагалі не містити енергії, так що розширений сигнал, сформований згідно з операцією спектрального накладання або спектрального перетворення, може мати спектральний провал вище 3400 Гц. Інші способи формування гармонічно розширеного сигналу S160 включають в себе ідентифі 27 кацію однієї або більше власних частот вузькосмугового сигналу S80 збудження і формування гармонічних тонів згідно з цією інформацією. Наприклад, гармонічна структура сигналу збудження може характеризуватися за допомогою власної частоти нарівні з інформацією по амплітуді і фазі. Інша реалізація генератора A300 збудження смуги верхніх частот формує гармонічно розширений сигнал S160 на основі власної частоти і амплітуди (як указано, наприклад, за допомогою запізнення основного тону і посилення основного тону). Проте, крім випадків, коли гармонічно розширений сигнал є фазово когерентним з вузькосмуговим сигналом S80 збудження, якість результуючої декодованої мови може бути неприйнятною. Нелінійна функція може бути використана для того, щоб створити сигнал збудження смуги верхніх частот, який є фазово когерентним з вузькосмуговим збудженням і зберігає гармонічну структуру без стрибка фази. Нелінійна функція також може надавати підвищений рівень шуму між високочастотними гармоніками, які часто звучать більш природно, ніж тональні високочастотні гармоніки, що формуються за допомогою таких способів, як спектральне накладання і спектральне перетворення. Типові нелінійні функції без запам'ятовування, які можуть бути застосовані за допомогою різних реалізацій розширювача А400 спектра, включають в себе функцію абсолютних значень (також звану повноперіодним випрямленням), напівперіодне випрямлення, піднесення в квадрат, піднесення в куб і відсікання. Інші реалізації розширювача А400 спектра можуть бути сконфігуровані так, щоб застосовувати нелінійну функцію із запам'ятовуванням. Фіг. 12 - це блок-схема реалізації А402 розширювача А400 спектра, який виконаний з можливістю застосовувати нелінійну функцію для того, щоб розширити вузькосмуговий сигнал S80 збудження. Підвищувальний дискретизатор 510 виконаний з можливістю виконувати підвищувальну дискретизацію вузькосмугового сигналу S80 збудження. Може бути бажаним провести підвищувальну дискретизацію сигналу в достатній мірі для того, щоб мінімізувати накладання спектрів при застосуванні нелінійної функції. У одному конкретному прикладі підвищувальний дискретизатор 510 виконує підвищувальну дискретизацію сигналу на коефіцієнт 8. Підвищувальний дискретизатор 510 може бути виконаний з можливістю виконувати операцію підвищувальної дискретизації за допомогою заповнення нулями вхідного сигналу і низькочастотної фільтрації результату. Обчислювач 520 нелінійних функцій виконаний з можливістю застосовувати нелінійну функцію до сигналу з підвищеною дискретизацією. Одна потенційна перевага функції абсолютних значень над іншими нелінійними функціями для спектрального розширення, такими як піднесення в квадрат, полягає в тому, що не потрібна нормалізація енергії. У деяких реалізаціях функція абсолютних значень може бути ефективно застосована за допомогою відсікання або очищення знакового біта для кожної вибірки. Обчислювач 520 нелінійних функцій також може бути виконаний з можливістю виконувати амплітудне дефор 94041 28 мування сигналу з підвищеною дискретизацією або розширеним спектром. Знижувальний дискретизатор 530 виконаний з можливістю виконувати знижувальну дискретизацію спектрально розширеного результату застосування нелінійної функції. Може бути бажаним для знижувального дискретизатора 530 виконати операцію смугової фільтрації, щоб вибрати необхідну смугу частот спектрально розширеного сигналу до зниження частоти дискретизації (наприклад, щоб зменшити або усунути накладання спектрів або пошкодження за допомогою дзеркальної бічної смуга частот). Також може бути бажаним для знижувального дискретизатора 530 знижувати частоту дискретизації за декілька стадій. Фіг. 12а - це схема, яка ілюструє спектр сигналу в різних точках в одному прикладі операції спектрального розширення, при цьому шкала частоти однакова для всіх графіків. Графік (а) ілюструє спектр одного прикладу вузькосмугового сигналу S80 збудження. Графік (b) ілюструє спектр після того, як над сигналом S80 виконана підвищувальна дискретизація з коефіцієнтом 8. Графік (с) ілюструє приклад розширеного спектра після застосування нелінійної функції. Графік (d) ілюструє спектр після низькочастотної фільтрації. У цьому прикладі смуга пропускання продовжується до верхньої частотної границі сигналу S30 смуги верхніх частот (наприклад, 7 кГц або 8 кГц). Графік (е) ілюструє спектр після першої стадії знижувальної дискретизації, при якій частота дискретизації знижується на коефіцієнт 2 або 4, щоб одержати широкосмуговий сигнал. Графік (f) ілюструє спектр після операції високочастотної фільтрації, щоб вибрати високочастотну частину розширеного сигналу, а графік (g) ілюструє спектр після другої стадії знижувальної дискретизації, на якій частота дискретизації знижується на коефіцієнт 2. В одному конкретному прикладі знижувальний дискретизатор 530 виконує високочастотну фільтрацію і другу стадію знижувальної дискретизації за допомогою передачі широкосмугового сигналу через високочастотний фільтр 130 і знижувальний дискретизатор 140 гребінки А112 фільтрів (або інші структури або процедури, що мають таку ж характеристику), щоб сформувати спектрально розширений сигнал, що має частотний діапазон і частоту дискретизації сигналу S30 смуги верхніх частот. Як можна бачити на графіку (g), знижувальна дискретизація високочастотного сигналу, показаного на графіку (f), викликає обернення спектра. У цьому прикладі знижувальний дискретизатор 530 також виконаний з можливістю виконувати операцію спектрального обернення для сигналу. Графік (h) ілюструє результат застосування операції спектрального обернення, яка може бути виконана за допомогою множення сигналу на функцію еjn або n послідовність (-1) , значення якої чергуються між +1 і -1. Ця операція еквівалентна зсуву цифрового спектра сигналу в частотній області на інтервал . Потрібно зазначити, що такий же результат також може бути одержаний за допомогою застосування операцій знижувальної дискретизації і спектрального обернення в іншому порядку. Операції підви 29 щувальної дискретизації і/або знижувальної дискретизації також можуть бути сконфігуровані для включення повторної дискретизації, щоб одержати спектрально розширений сигнал, що має частоту дискретизації сигналу S30 смуги верхніх частот (наприклад, 7 кГц). Як указано вище, гребінки А110 і В120 фільтрів можуть бути реалізовані так, щоб один або обидва з вузькосмугового і широкосмугового сигналу S20, S30 мали спектрально обернену форму на виході гребінки А110 фільтрів, кодувалися і декодувалися в спектрально оберненій формі і повторно спектрально оберталися в гребінці В120 фільтрів до виведення в широкосмуговому мовному сигналі S110. У цьому випадку, зрозуміло, операція спектрального обернення, проілюстрована на фіг. 12а, необов'язкова, оскільки бажано, щоб сигнал S120 збудження смуги верхніх частот також мав спектрально обернену форму. Різні задачі підвищувальної дискретизації і знижувальної дискретизації операції спектрального розширення, що виконується за допомогою розширювача А402 спектра, можуть бути сконфігуровані і скомпоновані множиною різних способів. Наприклад, фіг. 12b - це схема, яка ілюструє спектр сигналу в різних точках в одному прикладі операції спектрального розширення, при цьому шкала частоти однакова для всіх графіків. Графік (а) ілюструє спектр одного прикладу вузькосмугового сигналу S80 збудження. Графік (b) ілюструє спектр після того, як над сигналом S80 виконана підвищувальна дискретизація з коефіцієнтом 2. Графік (с) ілюструє приклад розширеного спектра після застосування нелінійної функції. У цьому випадку накладання спектрів, яке може виникати при більш високих частотах, допускається. Графік (d) ілюструє спектр після операції спектрального обернення. Графік (e) ілюструє спектр після однієї стадії знижувальної дискретизації, при якій частота дискретизації знижується на коефіцієнт 2, щоб одержати необхідний спектрально розширений сигнал. У цьому прикладі сигнал знаходиться в спектрально оберненій формі і може бути використаний в реалізації кодера А200 смуги верхніх частот, який обробив сигнал S30 смуги верхніх частот в цій формі. Спектрально розширений сигнал, сформований за допомогою обчислювача 520 нелінійних функцій, з великою часткою імовірності має помітне падіння амплітуди по мірі того, як частота зростає. Розширювач А402 спектра включає в себе блок 540 згладжування спектра, виконаний з можливістю виконувати операцію відбілювання для сигналу із зниженою дискретизацією. Блок 540 згладжування спектра може бути виконаний з можливістю виконувати фіксовану операцію відбілювання або виконувати адаптивну операцію відбілювання. У конкретному прикладі адаптивного відбілювання блок 540 згладжування спектра включає в себе аналізуючий LPC-модуль, виконаний з можливістю обчислювати набір з чотирьох коефіцієнтів фільтрації з сигналу із зниженою дискретизацією, і аналізуючий модуль четвертого порядку, виконаний з можливістю відбілювати сигнал згідно з цими коефіцієнтами. Інші реалізації роз 94041 30 ширювача А400 спектра включають в себе конфігурації, в яких блок 540 згладжування спектра керує спектрально розширеним сигналом до знижувального дискретизатора 530. Генератор А300 збудження смуги верхніх частот може бути реалізований так, щоб виводити гармонічно розширений сигнал S160 як сигнал S120 збудження смуги верхніх частот. Проте, в деяких випадках використання тільки гармонічно розширеного сигналу як збудження смуги верхніх частот може приводити до чутних перешкод. Гармонічна структура мови, як правило, менш різко виражена в смузі високих частот, ніж в смузі низьких частот, і надмірне використання гармонічної структури в сигналі збудження смуги верхніх частот може приводити до зашумленого звуку. Ця перешкода може бути особливо помітною в мовних сигналах від жінок. Варіанти здійснення включають в себе реалізації генератора А300 збудження смуги верхніх частот, які сконфігуровані так, щоб змішувати гармонічно розширений сигнал S160 з сигналом шуму. Як проілюстровано на фіг. 11, генератор A302 збудження смуги верхніх частот включає в себе генератор 480 шуму, який виконаний з можливістю формувати сигнал випадкового шуму. У одному прикладі генератор 480 шуму виконаний з можливістю формувати сигнал білого псевдовипадкового шуму з одиничною дисперсією, хоч в інших варіантах здійснення сигнал шуму не обов'язково повинен бути білим і може мати щільність потужності, яка варіюється з частотою. Може бути бажаним для генератора 480 шуму бути сконфігурованим так, щоб виводити сигнал шуму як детерміновану функцію, з тим щоб його стан міг дублюватися в декодері. Наприклад, генератор 480 шуму може бути виконаний з можливістю виводити сигнал шуму як детерміновану функцію інформації, закодованої раніше в рамках того ж кадру, наприклад, параметрів S40 вузькосмугової фільтрації і/або кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження. До змішування з гармонічно розширеним сигналом S160 сигнал випадкового шуму, що формується за допомогою генератора 480 шуму, може амплітудно модулюватися, щоб мати обвідну часової області, яка апроксимує розподіл у часі енергії вузькосмугового сигналу S20, сигналу S30 смуги верхніх частот, вузькосмугового сигналу S80 збудження або гармонічно розширеного сигналу S160. Як проілюстровано на фіг. 11, генератор А302 збудження смуги верхніх частот включає в себе об'єднувач 470, виконаний з можливістю виконувати амплітудну модуляцію сигналу шуму, сформованого за допомогою генератора 480 шуму, згідно з обвідною часової області, обчисленою за допомогою обчислювача 460 обвідної. Наприклад, об'єднувач 470 може бути реалізований як помножувач, виконаний з можливістю масштабувати виведення 480 шуму згідно з обвідною часової області, обчисленої за допомогою обчислювача 460 обвідної, щоб сформувати модульований сигнал S170 шуму. У реалізації A304 генератора A302 збудження смуги верхніх частот, як показано на блок-схемі за 31 фіг. 13, обчислювач 460 обвідної виконаний з можливістю обчислювати обвідну гармонічно розширеного сигналу S160. У реалізації A306 генератора A302 збудження смуги верхніх частот, як показано на блок-схемі за фіг. 14, обчислювач 460 обвідної виконаний з можливістю обчислювати обвідну вузькосмугового сигналу S80 збудження. Додаткові реалізації генератора A302 збудження смуги верхніх частот можуть бути сконфігуровані іншим чином, щоб додавати шум в гармонічно розширений сигнал S160 згідно з позиціями вузькосмугових імпульсів основного тону у часі. Обчислювач 460 обвідної може бути виконаний з можливістю виконувати обчислення обвідної як задачі, яка має послідовність підзадач. Фіг. 15 ілюструє блок-схему послідовності операцій прикладу Т100 такої задачі. Підзадача Т110 обчислює квадрат кожної вибірки в кадрі сигналу, обвідна якого повинна бути змодельована (наприклад, вузькосмугового сигналу S80 збудження або гармонічно розширеного сигналу S160), щоб сформувати послідовність зведених в квадрат значень. Підзадача Т120 виконує операцію згладжування над послідовністю зведених в квадрат значень. У одному прикладі підзадача Т120 застосовує низькочастотний IIR-фільтр першого порядку до послідовності згідно з виразом: у(n)=ах(n)+(1-а)у(n-1), (1) де х - це вхід фільтра, у - це вихід фільтра, n це індекс часової області, а а - це коефіцієнт згладжування, що має значення між 0,5 і 1. Значення коефіцієнта згладжування а може бути фіксованим або, в альтернативній реалізації, може бути адаптивним згідно з індикацією шуму у вхідному сигналі, так щоб а було ближче до 1 за відсутності шуму і ближче до 0,5 за наявності шуму. Підзадача Т130 застосовує функцію квадратного кореня до кожної вибірки згладженої послідовності, щоб сформувати обвідну часової області. Ця реалізація обчислювача 460 обвідної може бути сконфігурована так, щоб виконувати різні підзадачі задачі Т100 послідовно і/або паралельно. У додаткових реалізаціях задачі Т100 підзадачі Т110 може передувати операція смуги пропускання, сконфігурованої так, щоб вибирати необхідну частину частоти сигналу, обвідна якого повинна бути змодельована, наприклад, в діапазоні 3-4 кГц. Об'єднувач 490 виконаний з можливістю змішувати гармонічно розширений сигнал S160 і модульований сигнал S170 шуму, щоб сформувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот. Реалізації об'єднувача 490 можуть бути сконфігуровані, наприклад, так, щоб обчислювати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот як суму гармонічно розширеного сигналу S160 і модульованого сигналу S170 шуму. Така реалізація об'єднувача 490 може бути сконфігурована так, щоб обчислювати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот як зважену суму за допомогою застосування вагового коефіцієнта до гармонічно розширеного сигналу S160 і/або модульованого сигналу S170 шуму до підсумовування. Кожний подібний ваговий коефіцієнт може бути обчислений згідно з одним або більше критеріїв і може бути фіксованим значен 94041 32 ням або, альтернативно, може бути адаптивним значенням, яке обчислюється на основі кадр-закадром або субкадр-за-субкадром. Фіг. 16 ілюструє блок-схему реалізації 492 об'єднувача 490, який виконаний з можливістю обчислювати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот як зваженої суми гармонічно розширеного сигналу S160 і модульованого сигналу S170 шуму. Об'єднувач 492 виконаний з можливістю зважувати гармонічно розширений сигнал S160 згідно з ваговим коефіцієнтом S180 гармонік, щоб зважувати модульований сигнал S170 шуму згідно з ваговим коефіцієнтом S190 шуму і виводити сигнал S120 збудження смуги верхніх частот як суму зважених сигналів. У цьому прикладі об'єднувач 492 включає в себе обчислювач 550 вагових коефіцієнтів, який виконаний з можливістю обчислювати ваговий коефіцієнт S180 гармонік і вагові коефіцієнти 190 шуму. Обчислювач 550 вагових коефіцієнтів може бути виконаний з можливістю обчислювати вагові коефіцієнти S180 і S190 згідно з необхідним співвідношенням рівня гармонік до рівня шуму в сигналі S120 збудження смуги верхніх частот. Наприклад, може бути бажаним для об'єднувача 492 формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот так, щоб мати співвідношення енергії гармонік до енергії шуму аналогічним цьому співвідношенню сигналу S30 смуги верхніх частот. У деяких реалізаціях обчислювача 550 вагових коефіцієнтів, вагові коефіцієнти S180, S190 обчислюються згідно з одним або більше параметрів, що належать до періодичності вузькосмугового сигналу S20 або вузькосмугового залишкового сигналу, наприклад, посилення основного тону і/або мовний режим. Така реалізація обчислювача 550 вагових коефіцієнтів може бути сконфігурована так, щоб призначати значення ваговому коефіцієнту S180 гармонік, яке пропорційне посиленню основного тону, наприклад, і/або призначати більш високе значенню ваговому коефіцієнту S190 шуму для сигналів невокалізованої мови, ніж для сигналів вокалізованої мови. У інших реалізаціях обчислювач 550 вагових коефіцієнтів виконаний з можливістю обчислювати значення вагового коефіцієнта S180 гармонік і/або вагового коефіцієнта S190 шуму згідно з показником періодичності сигналу S30 смуги верхніх частот. У одному такому прикладі обчислювач 550 вагових коефіцієнтів обчислює ваговий коефіцієнт S180 гармонік як максимальне значення коефіцієнта автокореляції сигналу S30 смуги верхніх частот для поточного кадру або субкадру, де автокореляція виконується для діапазону пошуку, який включає в себе затримку в одне запізнення основного тону і не включає в себе затримку нульових вибірок. Фіг. 17 ілюструє приклад такого діапазону пошуку довжиною n вибірок, який центрований навколо затримки в одне запізнення основного тону і має ширину не більше одного запізнення основного тону. Фіг. 17 також ілюструє приклад іншого підходу, в якому обчислювач 550 вагових коефіцієнтів обчислює показник періодичності сигналу S30 смуги верхніх частот за декілька стадій. На першій стадії 33 поточний кадр ділиться на ряд субкадрів, і затримка, для якої коефіцієнт автокореляції є максимальним, ідентифікується окремо для кожного субкадру. Як згадувалося вище, автокореляція виконується для діапазону пошуку, який включає в себе затримку в одне запізнення основного тону і не включає в себе затримку в нульові вибірки. На другій стадії затриманий кадр складається за допомогою застосування відповідної ідентифікованої затримки до кожного субкадру, конкатенації результуючих субкадрів, щоб скласти оптимально затриманий кадр, і обчислення вагового коефіцієнта S180 гармонік як коефіцієнта кореляції між вихідним кадром і оптимально затриманим кадром. У додатковій альтернативі обчислювач 550 вагових коефіцієнтів обчислює ваговий коефіцієнт S180 гармонік як середнє максимальних коефіцієнтів автокореляції, одержане на першій стадії для кожного субкадру. Реалізації обчислювача 550 вагових коефіцієнтів також можуть бути сконфігуровані так, щоб масштабувати коефіцієнт кореляції і/або об'єднувати його з іншим значенням, щоб обчислювати значення вагового коефіцієнта S180 гармонік. Може бути бажаним для обчислювача 550 вагових коефіцієнтів обчислювати показник періодичності сигналу S30 смуги верхніх частот тільки у випадках, коли наявність періодичності в кадрі вказана іншим чином. Наприклад, обчислювач 550 вагових коефіцієнтів може бути виконаний з можливістю обчислювати показник періодичності сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з відношенням між іншим індикатором періодичності поточного кадру, наприклад, посиленням основного тону, і пороговим значенням. У одному прикладі обчислювач 550 вагових коефіцієнтів виконаний з можливістю виконувати операцію автокореляції для сигналу S30 смуги верхніх частот, тільки якщо посилення основного тону кадру (наприклад, посилення адаптивної таблиці кодування вузькосмугового залишку) має значення більше 0,5 (альтернативно, щонайменше, 0,5). У іншому прикладі обчислювач 550 вагових коефіцієнтів виконаний з можливістю виконувати операцію автокореляції для сигналу S30 смуги верхніх частот тільки для кадрів, що мають конкретні стани мовного режиму (наприклад, тільки для вокалізованих сигналів). У цих випадках обчислювач 550 вагових коефіцієнтів може бути виконаний з можливістю призначати ваговий коефіцієнт за умовчанням для кадрів, що мають інші стани мовного режиму і/або менші значення посилення основного тону. Варіанти здійснення включають в себе додаткові реалізації обчислювача 550 вагових коефіцієнтів, які сконфігуровані так, щоб обчислювати вагові коефіцієнти згідно з характеристиками, відмінними або на додачу до періодичності. Наприклад, ця реалізація може бути сконфігурована так, щоб призначати більш високе значення коефіцієнту S190 посилення шуму для мовних сигналів, що мають велике запізнення основного тону, ніж для мовних сигналів, що мають невелике запізнення основного тону. Інша така реалізація обчислювача 550 вагових коефіцієнтів сконфігурована так, щоб визначати показник гармонічності широ 94041 34 космугового мовного сигналу S10 або сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з показником енергії сигналу в кратних значеннях власної частоти відносно енергії сигналу в інших частотних компонентах. Деякі реалізації широкосмугового мовного кодера А100 сконфігуровані так, щоб виводити індикацію періодичності або гармонічності (наприклад, однобітову ознаку, яка вказує є кадр гармонічним або негармонійним), на основі посилення основного тону і/або іншого показника періодичності або гармонічності, описаного в даному документі. У одному прикладі, відповідний широкосмуговий мовний декодер В100 використовує цю індикацію для того, щоб конфігурувати таку операцію, як обчислення вагових коефіцієнтів. У іншому прикладі ця індикація використовується в кодері і/або декодері при обчисленні значення параметра мовного режиму. Може бути бажаним для генератора A302 збудження смуги верхніх частот формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот, так щоб на енергію сигналу збудження практично не впливали конкретні значення вагових коефіцієнтів S180 і S190. У цьому випадку обчислювач 550 вагових коефіцієнтів може бути виконаний з можливістю обчислювати значення вагового коефіцієнта S180 гармонік для вагового коефіцієнта S190 шуму (або приймати це значення із запам'ятовуючого пристрою або іншого елемента кодера А200 смуги верхніх частот) і витягувати значення іншого вагового коефіцієнта згідно, наприклад, з таким виразом: (Wharmonic)2+ Wnoise)2=1, (2) Де Wharmonic означає ваговий коефіцієнт S180 гармонік, a Wnoise означає ваговий коефіцієнт S190 шуму. Альтернативно, обчислювач 550 вагових коефіцієнтів може бути виконаний з можливістю вибирати, згідно із значенням показника періодичності поточного кадру або субкадру, відповідну одну з множини пар вагових коефіцієнтів S180, S190, де пари попередньо обчислюються так, щоб задовольняти відношенню постійності енергії, такому як вираз (2). Для реалізації обчислювача 550 вагових коефіцієнтів, в якій спостерігається вираз (2), типові значення вагового коефіцієнта S180 гармонік варіюються від приблизно 0,7 до приблизно 1,0, а типові значення вагового коефіцієнта S190 шуму варіюються від приблизно 0,1 до приблизно 0,7. Інші реалізації обчислювача 550 вагових коефіцієнтів можуть бути сконфігуровані так, щоб функціонувати згідно з версією виразу (2), яка модифікована згідно з необхідним базовим зважуванням між гармонічно розширеним сигналом S160 і модульованим сигналом S170 шуму. Перешкоди можуть виникати в синтезованому сигналі, коли розріджена таблиця кодування (таблиця, записи якої переважно є нульовими значеннями) використана для того, щоб обчислювати квантоване представлення залишку. Розрідженість таблиці кодування виникає особливо тоді, коли вузькосмуговий сигнал кодується з низькою швидкістю передачі бітів. Перешкоди, що викликаються розрідженістю таблиці кодування, в типовому варіанті є квазіперіодичними у часі і виникають голо 35 вним чином вище 3 кГц. Оскільки людський слух має кращу часову розрізнювальну здатність при більш високих частотах, ці перешкоди можуть бути більш помітні в смузі верхніх частот. Варіанти здійснення включають в себе реалізації генератора А300 збудження смуги верхніх частот, які сконфігуровані так, щоб виконувати фільтрацію, що усуває розрідженість. Фіг. 18 ілюструє блок-схему реалізації A312 генератора А302 збудження смуги верхніх частот, який включає в себе фільтр 600, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати неквантований вузькосмуговий сигнал збудження, сформований за допомогою зворотного квантувача 450. Фіг. 19 ілюструє блок-схему реалізації A314 генератора А302 збудження смуги верхніх частот, який включає в себе фільтр 600, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати спектрально розширений сигнал, сформований за допомогою розширювача А400 спектра. Фіг. 20 ілюструє блоксхему реалізації A316 генератора А302 збудження смуги верхніх частот, який включає в себе фільтр 600, що усуває розрідженість, виконаний з можливістю фільтрувати виведення об'єднувача 490, щоб сформувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот. Зрозуміло, реалізації генератора A300 збудження смуги верхніх частот, які комбінують ознаки будь-якої з реалізацій A304 і A306 з ознаками будь-якої з реалізацій A312, A314 і A316, маються на увазі і тим самим явно розкриваються. Фільтр 600, що усуває розрідженість, може бути також виконаний в складі розширювача А400 спектра: наприклад, після будь-якого з елементів 510, 520, 530 і 540 в розширювачі А402 спектра. Потрібно особливо підкреслити, що фільтр 600, що усуває розрідженість, також може бути використаний з реалізаціями розширювача А400 спектра, які виконують спектральне накладання, спектральне перетворення або гармонічне продовження. Фільтр 600, що усуває розрідженість, може бути виконаний з можливістю змінювати фазу свого вхідного сигналу. Наприклад, фільтр 600, що усуває розрідженість, може бути сконфігурований і розміщений так, щоб фаза сигналу S120 збудження смуги верхніх частот була рандомізована або іншим чином більш рівномірно розподілена у часі. Також може бути бажаним, щоб характеристика фільтра 600, що усуває розрідженість, була більш спектрально плоскою, з тим щоб спектр гучності фільтрованого сигналу не змінювався значною мірою. У одному прикладі фільтр 600, що усуває розрідженість, реалізований як всечастотний фільтр, що має передавальну функцію згідно з наступним виразом: H( z) 0,7 z 4 0,6 z 6 (3) . 1 0,7z 1 0,6z 6 Один ефект такого фільтра може полягати в тому, щоб розподіляти енергію вхідного сигналу так, щоб вона не концентрувалася тільки в невеликому числі вибірок. Перешкоди, що викликаються розрідженістю таблиці кодування, звичайно більш помітні для шумоподібних сигналів, де залишок включає в себе менше інформації основного тону, а також 4 94041 36 для мови в фоновому шумі. Розрідженість в типовому варіанті викликає менше перешкод у випадках, якщо збудження має довгострокову структуру, і фактична модифікація фази може викликати зашумленість у вокалізованих сигналах. Таким чином, може бути бажаним сконфігурувати фільтр 600, що усуває розрідженість, щоб фільтрувати невокалізовані сигнали і пропускати щонайменше деякі вокалізовані сигнали без зміни. Невокалізовані сигнали відрізняються низьким посиленням основного тону (наприклад, посиленням квантованої вузькосмугової адаптивної таблиці кодування) і нахилом спектра (наприклад, квантованим першим коефіцієнтом відображення), який близький до нуля або позитивний, показуючи спектральну обвідну, яка плоска або нахиляється вгору з підвищенням частоти. Типові реалізації фільтра 600, що усуває розрідженість, сконфігуровані так, щоб фільтрувати невокалізовані звуки (наприклад, як указано за допомогою значення нахилу спектра), фільтрувати вокалізовані звуки, коли посилення основного тону нижче порогового значення (альтернативно, не перевищує порогове значення), а в іншому випадку пропускати сигнал без зміни. Додаткові реалізації фільтра 600, що усуває розрідженість, включають в себе два або більше фільтрів, які сконфігуровані так, щоб мати різні максимальні кути модифікації фази (наприклад, до 180 градусів). У цьому випадку фільтр 600, що усуває розрідженість, може бути виконаний з можливістю вибирати з цих компонентних фільтрів згідно із значенням посилення основного тону (наприклад, посилення квантованої адаптивної таблиці кодування або LTP), з тим щоб більший максимальний кут модифікації фази використовувався для кадрів, що мають менші значення посилення основного тону. Реалізація фільтра 600, що усуває розрідженість, також може включати в себе різні компонентні фільтри, які сконфігуровані так, щоб модифікувати фазу по більшій або меншій частині частотного спектра, з тим щоб фільтр, виконаний з можливістю модифікувати фазу по більш широкому частотному діапазону вхідного сигналу, використовувався для кадрів, що мають менші значення посилення основного тону. Для точного відтворення кодованого мовного сигналу може бути бажаним щоб співвідношення між рівнями частини смуги верхніх частот і вузькосмугової частини синтезованого мовного сигналу S100 було аналогічним цьому співвідношенню у вихідному широкосмуговому мовному сигналі S10. Крім спектральної обвідної, представленої за допомогою параметрів S60a кодування смуги верхніх частот, кодер А200 смуги верхніх частот може бути виконаний з можливістю характеризувати сигнал S30 смуги верхніх частот за допомогою задавання обвідної часу або посилення. Як проілюстровано на фіг. 10, кодер А202 смуги верхніх частот включає в себе обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот, який сконфігурований і виконаний з можливістю обчислювати один або більше коефіцієнтів посилення згідно з відношенням між сигналом S30 смуги верхніх частот і синтезованим сигналом S130 смуги верхніх частот, таким як різниця або співвідношення між енергіями 37 двох сигналів протягом кадру або якої-небудь його частини. У інших реалізаціях кодера А202 смуги верхніх частот обчислювач А230 посилення смуги верхніх частот може бути аналогічно сконфігурований, але виконаний з можливістю обчислювати замість цього обвідну посилення згідно з даним змінюваним у часі відношенням між сигналом S30 смуги верхніх частот і вузькосмуговим сигналом S80 збудження або сигналом S120 збудження смуги верхніх частот. Часові обвідні вузькосмугового сигналу S80 збудження і сигналу S30 смуги верхніх частот з великою часткою імовірності аналогічні. Отже, кодування обвідної посилення, яке засноване на відношенні між сигналом S30 смуги верхніх частот і вузькосмуговим сигналом S80 збудження (або сигналом, витягнутим з нього, наприклад, сигналом S120 збудження смуги верхніх частот або синтезованим сигналом S130 смуги верхніх частот), як правило, більш ефективне, ніж кодування обвідної посилення на основі тільки сигналу S30 смуги верхніх частот. У типовій реалізації кодер А202 смуги верхніх частот виконаний з можливістю виводити квантований індекс з восьми-дванадцяти бітів, який задає п'ять коефіцієнтів посилення для кожного кадру. Обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот може бути виконаний з можливістю виконувати обчислення коефіцієнтів посилення як задачі, яка включає в себе одну або більше послідовностей підзадач. Фіг. 21 ілюструє блоксхему послідовності операцій прикладу Т200 такої задачі, яка обчислює значення посилення для відповідного субкадру згідно з відносними енергіями сигналу S30 смуги верхніх частот і синтезованого сигналу S130 смуги верхніх частот. Задачі 220а і 220b обчислюють енергії відповідних субкадрів належних сигналів. Наприклад, задачі 220а і 220b можуть бути сконфігуровані так, щоб обчислювати енергію як суму квадратів вибірок відповідного субкадру. Задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення для субкадру як квадратний корінь співвідношення цих енергій. У цьому прикладі задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення як квадратний корінь відношення енергії сигналу S30 смуги верхніх частот до енергії синтезованого сигналу S130 смуги верхніх частот протягом субкадру. Може бути бажаним сконфігурувати обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот так, щоб обчислювати енергії субкадрів згідно з функцією вікна. Фіг. 22 ілюструє блоксхему послідовності операцій такої реалізації Т210 задачі Т200 обчислення коефіцієнта посилення. Задача Т215а застосовує функцію вікна до сигналу S30 смуги верхніх частот, а задача Т215b застосовує таку ж функцію вікна до синтезованого сигналу S130 смуги верхніх частот. Реалізації 222а і 222b задач 220а і 220b обчислюють енергії відповідних вікон, а задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення для субкадру як квадратний корінь відношення енергій. Може бути бажаним застосувати функцію вікна, яка перекриває сусідні вікна. Наприклад, функція вікна, яка формує коефіцієнти посилення, які можуть бути застосовані за допомогою перекриття 94041 38 з підсумовуванням, може знизити або усунути розривність між субкадрами. У одному прикладі обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот виконаний з можливістю застосовувати трапецієподібну функцію вікна, як показано на фіг. 23а, в якій вікно перекриває кожний з двох сусідніх субкадрів на одну мілісекунду. Фіг. 23b ілюструє застосування цієї функції вікна до кожного з п'яти субкадрів 20-мілісекундного кадру. Інші реалізації обчислювача А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот можуть бути сконфігуровані так, щоб застосовувати функції вікна, що мають інші періоди перекриття і/або інші форми вікон (наприклад, прямокутне, Хеммінга), які можуть бути симетричними або асиметричними. Також можливо сконфігурувати обчислювач А230 коефіцієнтів посилення смуги верхніх частот так, щоб застосовувати різні функції вікна до різним субкадрів в рамках кадру і/або для кадру, щоб включати в себе субкадри різної довжини. Без обмеження, наступні значення представлені як приклади для конкретних реалізацій. 20мілісекундний кадр передбачається для цих випадків, хоч будь-яка інша тривалість може бути використана. Для сигналу смуги верхніх частот, дискретизованого при 7 кГц, кожний кадр має 140 вибірок. Якщо такий кадр ділиться на п'ять субкадрів рівної довжини, кожний кадр повинен мати 28 вибірок, і вікно, показане на фіг. 23а, повинно мати ширину 42 вибірки. Для сигналу смуги верхніх частот, дискретизованого при 8 кГц, кожний кадр має 160 вибірок. Якщо такий кадр ділиться на п'ять субкадрів рівної довжини, кожний кадр повинен мати 32 вибірки, і вікно, показане на фіг. 23а, повинно мати ширину 48 вибірок. У інших реалізаціях можуть бути використані субкадри будь-якої ширини, і навіть можливо конфігурувати обчислювач А230 посилення смуги верхніх частот так, щоб формувати різний коефіцієнт посилення для кожної вибірки кадру. Фіг. 24 ілюструє блок-схему реалізації В202 декодера В200 смуги верхніх частот. Декодер В202 смуги верхніх частот включає в себе декодер В300 збудження смуги верхніх частот, який виконаний з можливістю формувати сигнал S120 збудження смуги верхніх частот на основі вузькосмугового сигналу S80 збудження. У залежності від конкретних варіантів проектування системи, генератор В300 збудження смуги верхніх частот може бути реалізований згідно з будь-якою з реалізацій генератора A300 збудження смуги верхніх частот, описаних в даному документі. Типово бажано реалізувати генератор В300 збудження смуги верхніх частот з такою ж характеристикою, як у генератора збудження смуги верхніх частот кодера смуги верхніх частот конкретної системи кодування. Оскільки вузькосмуговий декодер В110 в типовому варіанті виконує деквантування кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження, проте, в більшості випадків генератор В300 збудження смуги верхніх частот може бути реалізований так, щоб приймати вузькосмуговий сигнал S80 збудження від вузькосмугового кодера В110, і не обов'язково повинен включати в себе зворотний квантувач, виконаний з можливістю деквантувати кодований 39 вузькосмуговий сигнал S50 збудження. Також вузькосмуговий декодер В110 може бути реалізований так, щоб включати в себе екземпляр фільтра 600, що усуває розрідженість, виконаного з можливістю фільтрації неквантованого вузькосмугового сигналу збудження до надходження у вузькосмуговий синтезуючий фільтр, такий як фільтр 330. Зворотний квантувач 560 виконаний з можливістю деквантувати параметри S60a фільтрації смуги верхніх частот (в даному прикладі, до набору LSF), а перетворювач 570 LSF в параметри LPфільтрації перетворює LSF в набір коефіцієнтів фільтрації (наприклад, як описано вище з посиланням на зворотний квантувач 240 і перетворювач 250 вузькосмугового кодера А122). У інших реалізаціях, як згадувалося вище, інші набори коефіцієнтів (наприклад, коефіцієнтів косинусного перетворення Фур'є) і/або представлення коефіцієнтів (наприклад, ISP) можуть бути використані. Синтезуючий фільтр В200 смуги верхніх частот виконаний з можливістю формувати синтезований сигнал смуги верхніх частот згідно з сигналом S120 збудження смуги верхніх частот і набором коефіцієнтів фільтрації. Для системи, в якій кодер смуги верхніх частот включає в себе синтезуючий фільтр (наприклад, як у випадку кодера А202, описаного вище), може бути бажаним реалізувати синтезуючий фільтр В200 смуги верхніх частот так, щоб мати таку ж характеристику (наприклад, таку ж передавальну функцію), що і характеристика синтезуючого фільтра. Декодер В202 смуги верхніх частот також включає в себе зворотний квантувач 580, виконаний з можливістю деквантувати коефіцієнти S60b посилення смуги верхніх частот, і елемент 590 регулювання посилення (наприклад, помножувач або підсилювач), сконфігурований і виконаний з можливістю застосовувати деквантовані коефіцієнти посилення до синтезованого сигналу смуги верхніх частот, щоб формувати сигнал S100 смуги верхніх частот. Для випадку, в якому обвідна посилення кадру задана за допомогою декількох коефіцієнтів посилення, елемент 590 регулювання посилення може включати в себе логіку, сконфігуровану так, щоб застосовувати коефіцієнти посилення до відповідних субкадрів, можливо, згідно з функцією вікна, яка може бути такою ж або іншою функцією вікна, як застосовувана обчислювачем посилення (наприклад, обчислювачем А230 посилення смуги верхніх частот) відповідного кодера смуги верхніх частот. У інших реалізаціях кодера В202 смуги верхніх частот елемент 590 регулювання посилення сконфігурований аналогічно, але виконаний з можливістю застосовувати замість цього деквантовані коефіцієнти посилення до вузькосмугового сигналу S80 збудження або сигналу S120 збудження смуги верхніх частот. Як згадувалося вище, може бути бажаним одержати один стан в кодері смуги верхніх частот і декодері смуги верхніх частот (наприклад, з використанням деквантованих значень при кодуванні). Таким чином, може бути бажаним в системі кодування згідно з цією реалізацією забезпечити однаковий стан відповідних генераторів шуму в генераторах A300 і В300 збудження смуги верхніх частот. 94041 40 Наприклад, генератори А300 іВ300 збудження смуги верхніх частот цієї реалізації можуть бути сконфігуровані так, що режим генератора шуму є детермінованою функцією від інформації, вже закодованої в цьому кадрі (наприклад, параметрів S40 вузькосмугової фільтрації або їх частини і/або кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження або його частини). Один або більше квантувачів з описаних елементів (наприклад, квантувач 230, 420 або 430), можуть бути сконфігуровані так, щоб виконувати класифіковане векторне квантування. Наприклад, цей квантувач може бути виконаний з можливістю вибирати одну з набору таблиць кодування на основі інформації, яка вже закодована в тому ж кадрі в вузькосмуговому каналі і/або в каналі смуги верхніх частот. Даний метод в типовому варіанті надає велику ефективність кодування за рахунок додаткового місця для зберігання таблиці кодування. Як описано вище з посиланням, наприклад, на фіг. 8 і 9, значна частина періодичної структури може залишатися в залишковому сигналі після видалення грубої спектральної обвідної з вузькосмугового мовного сигналу S20. Наприклад, залишковий сигнал може містити послідовність приблизно періодичних імпульсів або викидів у часі. Ця структура, яка в типовому варіанті пов'язана з основним тоном, з особливо великою імовірністю може виникати у вокалізованих мовних сигналах. Обчислення квантованого представлення вузькосмугового залишкового сигналу може включати в себе кодування цієї структури основного тону згідно з моделлю довгострокової періодичності, як представлена за допомогою, наприклад, однієї або більше таблиць кодування. Структура основного тону фактичного залишкового сигналу може не співпадати точно з моделлю періодичності. Наприклад, залишковий сигнал може включати в себе невеликі тремтіння фази стосовно регулярності позицій імпульсів основного тону, так що відстані між послідовними імпульсами основного тону в кадрі не співпадають в точності, і структура не є досить регулярною. Ця нерегулярність часто знижує ефективність кодування. Деякі реалізації вузькосмугового кодера А120 сконфігуровані так, щоб виконувати регуляризацію структури основного тону за допомогою застосування адаптивного передспотворення шкали часу до залишку до або в ході квантування, або за допомогою іншого включення адаптивного передспотворення шкали часу в кодований сигнал збудження. Наприклад, цей кодер може бути виконаний з можливістю вибирати або іншим чином обчислювати міру передспотворення шкали часу (наприклад, згідно з одним або більше критеріїв перцепційного зважування і/або мінімізації помилок), з тим щоб результуючий сигнал збудження оптимально відповідав моделі довгострокової періодичності. Регуляризація структури основного тону виконується за допомогою піднабору CELP-кодерів, званих кодерами за допомогою лінійного прогнозу із збудженням релаксаційним кодом (RCELP). 41 RCELP-кодер в типовому варіанті виконаний з можливістю виконувати передспотворення шкали часу як адаптивний зсув за часом. Зсувом за часом може бути затримка, що варіюється від декількох мілісекунд зі знаком мінус до декількох мілісекунд зі знаком плюс, а вона звичайно змінюється плавно, щоб не допустити чутних розривностей. У деяких реалізаціях цей кодер виконаний з можливістю застосовувати регуляризацію кусковолінійним методом, при якому кожний кадр або субкадр передспотворюється за допомогою відповідного фіксованого зсуву за часом. У інших реалізаціях кодер виконаний з можливістю застосовувати регуляризацію як безперервну функцію передспотворення шкали, з тим щоб кадр або субкадр передспотворювався згідно з контуром основного тону (також званим траєкторією основного тону). У деяких випадках (наприклад, як описано в Патентній заявці США 2004/0098255) кодер виконаний з можливістю включати передспотворення шкали часу в кодований сигнал збудження за допомогою застосування зсуву до перцепційно зваженого вхідного сигналу, який використовується для того, щоб обчислювати кодований сигнал збудження. Кодер обчислює кодований сигнал збудження, який регуляризований і квантований, а декодер деквантує кодований сигнал збудження, щоб одержати сигнал збудження, який використовується для того, щоб синтезувати декодований мовний сигнал. Таким чином, декодований вихідний сигнал надає таку ж затримку варіювання, що і включена в кодований сигнал збудження за допомогою регуляризації. У типовому варіанті, інформація, що задає величини регуляризації, не передається в декодер. Регуляризація часто спрощує кодування залишкового сигналу, що збільшує продуктивність кодування довгострокового передбачувача і тим самим підвищує загальну ефективність кодування, як правило, без формування перешкод. Може бути бажаним виконувати регуляризацію тільки для кадрів, які є вокалізованими. Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може бути виконаний з можливістю зсувати тільки кадри або субкадри, що мають довгострокову структуру, такі як вокалізовані сигнали. Може бути бажаним навіть виконувати регуляризацію тільки для субкадрів, які включають в себе енергію імпульсів основного тону. Різні реалізації RCELP-кодування описані в Патентах США номера 5704003 (Kleijn і інш.) і 6879955 (Rao), а також в Патентній заявці США 2004/0098255 (Kovesi і інш.). Існуючі реалізації RCELP-кодерів включають в себе вдосконалений кодек із змінною швидкістю (EVRC), описаний в ТІА (Асоціація промисловості засобів зв'язку) IS127, і вокодер з вибираним режимом (SMV) для Партнерського проекту третього покоління 2 (3GPP2). На жаль, регуляризація може викликати проблеми для широкосмугового мовного кодера, в якому збудження смуги верхніх частот витягується з кодованого вузькосмугового сигналу збудження (наприклад, системи, що включає в себе широкосмуговий мовний кодер А100 і широкосмуговий мовний декодер В100). Внаслідок його витягання з 94041 42 сигналу з передспотвореною шкалою часу сигнал збудження смуги верхніх частот, загалом, може мати часову залежність, яка відрізняється від часової залежності вихідного мовного сигналу смуги верхніх частот. Іншими словами, сигнал збудження смуги верхніх частот більше не є синхронним з вихідним мовним сигналом смуги верхніх частот. Розузгодження за часом між передспотвореним сигналом збудження смуги верхніх частот і вихідним мовним сигналом смуги верхніх частот може викликати деякі проблеми. Наприклад, передспотворений сигнал збудження смуги верхніх частот може більше не надавати належного вхідного збудження для синтезуючого фільтра, який сконфігурований згідно з параметрами фільтрації, витягнутими з вихідного мовного сигналу смуги верхніх частот. Як результат, синтезований сигнал смуги верхніх частот може містити чутні перешкоди, які знижують сприйману якість декодованого широкосмугового мовного сигналу. Розузгодження у часі також може приводити до неефективності кодування обвідної посилення. Як згадувалося вище, кореляція з великою часткою імовірності існує між обвідними часу вузькосмугового сигналу S80 збудження і сигналу S30 смуги верхніх частот. За допомогою кодування обвідної посилення сигналу смуги верхніх частот згідно з відношенням між цими двома часовими обвідними підвищення ефективності кодування може бути реалізоване, в порівнянні з кодуванням безпосередньо обвідної посилення. Коли кодований вузькосмуговий сигнал збудження регуляризований, проте, ця кореляція може бути ослаблена. Розузгодження у часі між вузькосмуговим сигналом S80 збудження і сигналом S30 смуги верхніх частот може примушувати флуктуації з'являтися в коефіцієнтах S60b посилення смуги верхніх частот, і ефективність кодування може впасти. Варіанти здійснення включають в себе способи широкосмугового кодування мови, які виконують передспотворення шкали часу мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з передспотворенням шкали часу, включеним у відповідний кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Потенційні переваги цих способів включають в себе підвищення якості декодованого широкосмугового мовного сигналу і/або підвищення ефективності кодування обвідної посилення смуги верхніх частот. Фіг. 25 ілюструє блок-схему реалізації AD10 широкосмугового мовного кодера А100. Кодер AD10 включає в себе реалізацію А124 вузькосмугового кодера А120, яка сконфігурована так, щоб виконувати регуляризацію в ході обчислення кодованого вузькосмугового сигналу S50 збудження. Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може бути сконфігурований згідно з однією або більше реалізаціями RCELP, поясненими вище. Вузькосмуговий кодер А124 також виконаний з можливістю виводити сигнал SD10 даних регуляризації, який задає міру застосовуваного передспотворення шкали часу. Для різних випадків, в яких вузькосмуговий кодер A124 виконаний з можливістю застосовувати фіксований зсув за часом до кожного кадру або субкадру, сигнал SD10 да 43 них регуляризації може включати в себе послідовність значень, які вказують величину кожного зсуву за часом як ціле або неціле значення в показниках вибірок, мілісекунд або якого-небудь іншого приросту часу. Для випадку, коли вузькосмуговий кодер А124 виконаний з можливістю іншим чином модифікувати часову шкалу кадру або іншої послідовності вибірок (наприклад, за допомогою стиснення однієї частини і розширення іншої частини), сигнал SD10 інформації регуляризації може включати в себе відповідний опис модифікації, наприклад, набір параметрів функції. У одному конкретному прикладі вузькосмуговий кодер А124 виконаний з можливістю розділити кадр на три субкадри і обчислити фіксований зсув за часом для кожного субкадру, з тим щоб сигнал SD10 даних регуляризації вказував три величини зсуву за часом для кожного регуляризованого кадру кодованого вузькосмугового сигналу. Широкосмуговий мовний кодер AD10 включає в себе лінію D120 затримки, сконфігуровану так, щоб просувати уперед або сповільнювати частини мовного сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з величинами затримки, вказаними за допомогою вхідного сигналу, щоб формувати мовний сигнал S30a смуги верхніх частот з передспотворенням шкали часу. У прикладі, показаному на фіг. 25, лінія D120 затримки сконфігурована так, щоб передспотворювати шкалу часу мовного сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з передспотворенням, вказаним за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації. Таким чином, таке ж значення передспотворення шкали часу, що включене в кодований вузькосмуговий сигнал S50 збудження, також застосовується до відповідної частини мовного сигналу S30 смуги верхніх частот до аналізу. Хоч цей приклад ілюструє лінію D120 затримки як елемент, окремий від кодера А200 смуги верхніх частот, в інших реалізаціях лінія D120 затримки виконана як частина кодера смуги верхніх частот. Додаткові реалізації кодера А200 смуги верхніх частот можуть бути сконфігуровані так, щоб виконувати спектральний аналіз (наприклад, LPCаналіз) неспотвореного мовного сигналу S30 смуги верхніх частот, щоб здійснювати передспотворення шкали часу мовного сигналу S30 смуги верхніх частот до обчислення параметрів S60b посилення смуги верхніх частот. Даний кодер може включати в себе, наприклад, реалізацію лінії D120 затримки, виконану з можливістю передспотворення шкали часу. У цих випадках, проте, параметри S60a фільтрації смуги верхніх частот на основі сигналу S30 без передспотворення шкали часу можуть описувати спектральну обвідну, яка розузгоджена за часом з сигналом S120 збудження смуги верхніх частот. Лінія D120 затримки може бути сконфігурована згідно з будь-якою комбінацією логічних елементів і елементів запам'ятовуючого пристрою, придатною для застосування необхідних операцій передспотворення шкали часу до мовного сигналу S30 смуги верхніх частот. Наприклад, лінія D120 затримки може бути сконфігурована так, щоб зчитувати мовний сигнал S30 смуги верхніх частот з буфера згідно з необхідними зсувами за часом. 94041 44 Фіг. 26а ілюструє схематичне представлення такої реалізації D122 лінії D120 затримки, яка включає в себе зсувний регістр SR1. Зсувний регістр SR1 - це буфер деякої довжини m, який виконаний з можливістю приймати і зберігати m останніх вибірок мовного сигналу S30 смуги верхніх частот. Значення m дорівнює щонайменше сумі максимальних позитивних (або "випередження") і негативних (або "сповільнення") зсувів за часом, які повинні підтримуватися. Може бути зручним, щоб значення т дорівнювало довжині кадру або субкадру сигналу S30 смуги верхніх частот. Лінія D122 затримки сконфігурована так, щоб виводити сигнал S30a смуги верхніх частот з передспотвореною шкалою часу з позиції OL зміщення зсувного регістра SR1. Позиція OL зміщення змінюється відносно опорної позиції (нульовий зсув за часом) згідно з поточним зсувом за часом, вказаним, наприклад, за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації. Лінія D122 затримки може бути сконфігурована так, щоб підтримувати однакові обмеження на випередження і сповільнення або, альтернативно, одне обмеження більшим іншого, так щоб міг виконуватися більший зсув в одному, ніж в іншому напрямі. Фіг. 26а ілюструє конкретний приклад, який підтримує більший позитивний, ніж негативний зсув за часом. Лінія D122 затримки може бути сконфігурована так, щоб виводити одну або більше вибірок одночасно (в залежності, наприклад, від ширини вихідної шини). Зсув за часом регуляризації, що має величину більше декількох мілісекунд, може приводити до чутних перешкод в декодованому сигналі. У типовому варіанті, величина зсуву за часом регуляризації, що виконується за допомогою вузькосмугового кодера А124, не перевищує декількох мілісекунд, так щоб зсуви за часом, вказані за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації, обмежувалися. Проте, в цих випадках може бути бажаним виконати лінію D122 затримки так, щоб накладати максимальне обмеження на зсуви за часом в позитивному і/або негативному напрямі (наприклад, щоб надавати більш суворе обмеження, ніж те, що накладається за допомогою вузькосмугового кодера). Фіг. 26b ілюструє схематичне представлення реалізації D124 лінії D122 затримки, яка включає в себе зсувне вікно SW. У цьому прикладі позиція OL зміщення обмежена зсувним вікном SW. Хоч фіг. 26b ілюструє випадок, в якому довжина буфера m перевищує ширину зсувного вікна SW, лінія D124 затримки також може бути реалізована таким чином, щоб ширина зсувного вікна SW дорівнювала m. У інших реалізаціях лінія D120 затримки сконфігурована так, щоб записувати мовний сигнал S30 смуги верхніх частот в буфер згідно з необхідними зсувами за часом. Фіг. 27 ілюструє схематичне представлення такої реалізації D130 лінії D120 затримки, яка включає в себе два зсувних регістри SR2 і SR3, сконфігурованих так, щоб приймати і зберігати мовний сигнал S30 смуги верхніх частот. Лінія D130 затримки сконфігурована так, щоб записувати кадр або субкадр зі зсувного регістра SR2 в зсувний регістр SR3 згідно із зсувом за ча 45 сом, вказаним, наприклад, за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації. Зсувний регістр SR3 сконфігурований як FIFO-буфер, виконаний з можливістю виводити сигнал S30 смуги верхніх частот з передспотворенням шкали часу. У конкретному прикладі, показаному на фіг. 27, зсувний регістр SR2 включає в себе частину FB1 буфера кадрів і частину DB буфера затримки, а зсувний регістр SR3 включає в себе частину FB2 буфера кадрів, частину АВ буфера випередження і частину буфера RB сповільнення. Довжина буфера АВ випередження і буфера RB сповільнення може співпадати або один може бути довшим за інший, так що підтримується більший зсув в одному напрямі, ніж в іншому. Буфер DB затримки і частина RB буфера сповільнення можуть бути сконфігуровані так, щоб мати однакову довжину. Альтернативно, буфер DB затримки може бути коротше буфера RB сповільнення, щоб враховувати інтервал часу, необхідний для того, щоб передавати вибірки з буфера FB1 кадрів в зсувний регістр SR3, який може включати в себе інші операції обробки, такі як передспотворення вибірок до збереження в зсувний регістр SR3. У прикладі за фіг. 27 буфер FB1 кадрів виконаний з довжиною, яка дорівнює довжині одного кадру сигналу S30 смуги верхніх частот. У іншому прикладі буфер FB1 кадрів виконаний з довжиною, яка дорівнює довжині субкадру сигналу S30 смуги верхніх частот. У цьому випадку лінія D130 затримки може включати в себе логіку, щоб застосовувати однакову (наприклад, середню) затримку до всіх субкадрів кадру, який повинен бути зсунутий. Лінія D130 затримки також може включати в себе логіку, щоб усереднювати значення з буфера FB1 кадрів зі значеннями, які повинні бути перезаписані в буфер RB сповільнення або буфер АВ випередження. У додатковому прикладі зсувний регістр SR3 може приймати значення сигналу S30 смуги верхніх частот тільки за допомогою буфера FB1 кадрів, і в цьому випадку лінія D130 затримки може включати в себе логіку, щоб інтерполювати по проміжках між послідовними кадрами або субкадрами, записаними в зсувний регістр SR3. У інших реалізаціях лінія D130 затримки може виконувати операцію передспотворення для вибірок з буфера FB1 кадрів до запису їх в зсувний регістр SR3 (наприклад, згідно з функцією, описаною за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації). Може бути бажаним для лінії D120 затримки застосовувати передспотворення шкали часу, яке засноване на, але не ідентичне передспотворенню, заданому за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації. Фіг 28 ілюструє блок-схему реалізації AD12 широкосмугового мовного кодера AD10, яка включає в себе перетворювач (засіб відображення) D110 значень затримки. Перетворювач D110 значень затримки виконаний з можливістю відображати передспотворення, вказане за допомогою сигналу SD10 даних регуляризації, у відображені значення SD10a затримки. Лінія D120 затримки виконана з можливістю формувати мовний сигнал S30a смуги верхніх частот з передспотворенням шкали часу згідно з передспотворенням, 94041 46 вказаним за допомогою відображених значень SD10a затримки. Зсув за часом, що застосовується за допомогою вузькосмугового кодера, як очікується, може плавно розвиватися з часом. Отже, в типовому варіанті достатньо обчислити середній вузькосмуговий зсув за часом, що застосовується до субкадрів протягом кадру мови, і зсунути відповідний кадр мовного сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з цим середнім. У одному такому прикладі перетворювач D110 значень затримки обчислює середнє значень затримки субкадрів для кожного кадру,а лінія D120 затримки застосовує обчислене середнє до відповідного кадру сигналу S30 смуги верхніх частот. У інших прикладах середнє за більш короткий період (наприклад, два субкадри або половина кадру) або більш довгий період (наприклад, два кадри) може бути обчислене і застосоване. У випадку, якщо середнє є нецілим значенням вибірок, перетворювач D110 значень затримки може округляти значення до цілого числа вибірок до виведення в лінію D120 затримки. Вузькосмуговий кодер А124 може включати зсув за часом регуляризації нецілого числа вибірок в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. У цьому випадку може бути бажаним для перетворювача D110 значень затримки округляти вузькосмуговий зсув за часом цілим числом вибірок, а для лінії D120 затримки застосовувати округлений зсув за часом до мовного сигналу S30 смуги верхніх частот. У деяких реалізаціях широкосмугового мовного кодера AD10 частоти дискретизації вузькосмугового мовного сигналу S20 і широкосмугового мовного сигналу S30 можуть розрізнюватися. У цих випадках перетворювач D110 значень затримки може коректувати величини зсуву за часом, вказані в сигналі SD10 даних регуляризації, щоб враховувати різницю між частотами дискретизації вузькосмугового мовного сигналу S20 (або вузькосмугового сигналу S80 збудження) і мовного сигналу S30 смуги верхніх частот. Наприклад, перетворювач D110 значень затримки може масштабувати величини зсуву за часом згідно зі співвідношенням частот дискретизації. У одному конкретному прикладі, наведеному вище, вузькосмуговий мовний сигнал S20 дискретизується при 8 кГц, а мовний сигнал S30 смуги верхніх частот дискретизується при 7 кГц. У цьому випадку перетворювач D110 значень затримки множить кожну величину затримки на 7/8. Реалізації перетворювача D110 значень затримки також можуть виконувати цю операцію масштабування разом з описаною операцією округлення до цілого числа і/або усереднення зсувів за часом. У додаткових реалізаціях лінія D120 затримки іншим чином модифікує шкалу часу кадру або іншої послідовності вибірок (наприклад, за допомогою стиснення однієї частини і розширення іншої частини). Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може виконувати регуляризацію згідно з такою функцією, як контур або траєкторія основного тону. У цьому випадку сигнал SD10 даних регуляризації може включати в себе відповідний опис функції, наприклад, набір параметрів, а лінія D120 47 затримки може включати в себе логіку, щоб передспотворювати кадри або субкадри мовного сигналу S30 смуги верхніх частот згідно з функцією. У інших реалізаціях перетворювач D110 значень затримки виконаний з можливістю усереднювати, масштабувати і/або округляти функцію до того, як вона застосовується до мовного сигналу S30 смуги верхніх частот за допомогою лінії D120 затримки. Наприклад, перетворювач D110 значень затримки може обчислювати одне або більше значень затримки згідно з функцією, причому кожне значення затримки включає в себе ряд вибірок, які потім застосовуються за допомогою лінії D120 затримки, щоб передспотворювати шкалу часу одного або більше відповідних кадрів або субкадрів сигналу S30 смуги верхніх частот. Фіг. 29 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу MD100 передспотворення шкали часу мовного сигналу смуги верхніх частот згідно з передспотворенням шкали часу, включеним у відповідний кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Задача TD100 обробляє широкосмуговий мовний сигнал, щоб одержати вузькосмуговий мовний сигнал і мовний сигнал смуги верхніх частот. Наприклад, задача TD100 може фільтрувати широкосмуговий мовний сигнал за допомогою гребінки фільтрів, що має низькочастотні і високочастотні фільтри, наприклад, реалізації гребінки фільтрів А110. Задача TD200 кодує вузькосмуговий мовний сигнал щонайменше в кодований вузькосмуговий сигнал збудження і множину параметрів вузькосмугової фільтрації. Кодований вузькосмуговий сигнал збудження і/або параметри фільтрації можуть бути квантовані, і кодований вузькосмуговий мовний сигнал також може включати в себе інші параметри, наприклад, параметр мовного режиму. Задача TD200 також включає в себе передспотворення шкали часу в кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. Задача TD300 формує сигнал збудження смуги верхніх частот на основі вузькосмугового сигналу збудження. У цьому випадку вузькосмуговий сигнал збудження заснований на кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. Згідно з щонайменше сигналом збудження смуги верхніх частот, задача TD400 кодує мовний сигнал смуги верхніх частот щонайменше у множину параметрів фільтрації смуги верхніх частот. Наприклад, задача TD400 може кодувати мовний сигнал смуги верхніх частот щонайменше у множину квантованих LSF. Задача TD500 застосовує зсув за часом до мовного сигналу смуги верхніх частот, який заснований на інформації, пов'язаній з передспотворенням шкали часу, включеної в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Задача TD400 може виконувати спектральний аналіз (наприклад, LPC-аналіз) мовного сигналу смуги верхніх частот і/або обчислювати обвідну посилення мовного сигналу смуги верхніх частот. У цих випадках задача TD500 може застосовувати зсув за часом до мовного сигналу смуги верхніх частот до аналізу і/або обчислення обвідної посилення. Інші реалізації широкосмугового мовного кодера А100 сконфігуровані для виконання протиле 94041 48 жного передспотворення шкали часу сигналу S120 збудження смуги верхніх частот, викликаного за допомогою передспотворення шкали часу, включеного в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Наприклад, генератор A300 збудження смуги верхніх частот може включати в себе реалізацію лінії D120 затримки, яка приймає сигнал SD10 даних регуляризації або перетворені значення SD10a затримки або застосовує відповідний зворотний зсув за часом до вузькосмугового сигналу S80 збудження і/або до подальшого сигналу на його основі, такого як гармонічно розширений сигнал S160 або сигнал S120 збудження смуги верхніх частот. Додаткові реалізації широкосмугового мовного кодера можуть кодувати вузькосмуговий мовний сигнал S20 і мовний сигнал S30 смуги верхніх частот незалежно один від одного, щоб мовний сигнал S30 смуги верхніх частот кодувався як представлення спектральної обвідної смуги верхніх частот і сигналу збудження смуги верхніх частот. Ця реалізація може виконувати передспотворення шкали часу залишкового сигналу смуги верхніх частот або іншим чином включати передспотворення шкали часу в кодований сигнал збудження смуги верхніх частот згідно з інформацією, пов'язаною з передспотворенням шкали часу, включеною в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Наприклад, кодер смуги верхніх частот може включати в себе реалізацію описаної лінії D120 затримки і/або перетворювач D110 значень затримки, які застосовують передспотворення шкали часу до залишкового сигналу смуги верхніх частот. Потенційні переваги цієї операції включають в себе більш ефективне кодування залишкового сигналу смуги верхніх частот і кращий збіг між синтезованими вузькосмуговим сигналом і мовним сигналом смуги верхніх частот. Як згадувалося вище, описані варіанти здійснення включають в себе реалізації, які можуть виконувати вбудоване кодування, підтримуючи сумісність з вузькосмуговими системами і усуваючи потребу в транскодуванні. Підтримка кодування смуги верхніх частот також може служити для того, щоб проводити відмінності на основі витрат між мікросхемами, наборами мікросхем, пристроями і/або мережами, що мають широкосмугову підтримку із зворотною сумісністю, а також мають тільки вузькосмугову підтримку. Описана підтримка кодування смуги верхніх частот також може бути використана в зв'язку з методом підтримки кодування смуги нижніх частот, і система, спосіб або пристрій згідно з цим варіантом здійснення можуть підтримувати кодування частотних компонентів, наприклад, від приблизно 50 або 100 Гц до приблизно 7 або 8 кГц. Як згадувалося вище, додавання підтримки смуги верхніх частот в мовний кодер дозволяє підвищити розбірливість, особливо відносно розрізнення фрикативних звуків. Хоч це розрізнення звичайно може бути досягнуто слухаючою стороною на основі конкретного вмісту, підтримка смуги верхніх частот може виступати як розрізнювальна ознака в розпізнаванні мови і інших додатках машинної інтерпретації, наприклад, систем автома 49 тичної мовної навігації по меню і/або автоматичної обробки викликів. Пристрій згідно з варіантом здійснення може бути вбудований в портативний пристрій мобільного зв'язку, наприклад, стільниковий телефон або персональний цифровий пристрій (PDA). Альтернативно, цей пристрій може бути включений в інші пристрої зв'язку, такі як телефонна трубка VoIP, персональний комп'ютер, підтримуючий VoIPзв'язок, або мережний пристрій для маршрутизації телефонного або VoIP-зв'язку. Наприклад, пристрій згідно з варіантом здійснення може бути реалізований в мікросхемі або наборі мікросхем для пристрою зв'язку. Залежно від конкретного варіанта застосування, цей пристрій також може включати в себе такі ознаки, як аналогово-цифрове і/або цифро-аналогове перетворення мовного сигналу, схема для здійснення посилення і/або інших операцій обробки мовного сигналу і/або радіочастотна схема для передачі і/або прийому кодованого мовного сигналу. Явно передбачається і розкривається, що варіанти здійснення можуть включати в себе і/або бути використані з однією або більше іншими ознаками, розкритими в Попередніх патентних заявках США 60/667901 і 60/673965, пріоритет яких вимагається даною заявкою. Ці ознаки включають в себе видалення викидів високої енергії короткої тривалості, які виникають в смузі високих частот і практично відсутні в смузі вузьких частот. Такі ознаки включають в себе фіксоване або адаптивне згладжування представлень коефіцієнтів, наприклад, LSF смуги верхніх частот. Такі ознаки включають в себе фіксоване або адаптивне формування шуму, пов'язаного з квантуванням представлень коефіцієнтів, таких як LSF. Такі ознаки також включають в себе фіксоване або адаптивне згладжування обвідної посилення і адаптивне ослаблення обвідної посилення. Вищенаведене представлення описаних варіантів здійснення надане для того, щоб дати можливість будь-якому фахівцеві в даній галузі техніки створювати або використовувати даний винахід. Допускаються різні модифікації в цих варіантах здійснення, а представлені в даному документі загальні принципи можуть бути застосовані також до інших варіантів здійснення. Наприклад, варіант здійснення може бути реалізований частково або повністю як апаратно реалізована схема, як схемна конфігурація, виготовлена в спеціалізованій інтегральній схемі, або як мікропрограмне забезпечення, завантажене в енергонезалежний запам'ятовуючий пристрій, або програмний додаток, завантажений з або в носій зберігання даних як машиночитаний код, причому таким кодом є інструкції, що приводяться у виконання за допомогою матриці логічних елементів, такої як мікропроцесор або інший блок обробки цифрових сигналів. Носієм зберігання даних може бути матриця елементів зберігання, наприклад, напівпровідниковий запам'ятовуючий пристрій (який може включати в себе, без обмежень, динамічний або статичний ОЗП (оперативний запам'ятовуючий пристрій), ПЗП (постійний запам'ятовуючий пристрій) і/або флеш-ОЗП) або сегнетоелектричний, магніторези 94041 50 стивний, на аморфних напівпровідниках, полімерний або фазозсувний запам'ятовуючий пристрій; або дисковий носій, наприклад, магнітний або оптичний диск. Термін "програмне забезпечення" повинен розумітися так, щоб включати в себе вихідний код, код мови асемблера, машинний код, двійковий код, мікропрограмне забезпечення, макрокод, мікрокод, будь-який один або більше наборів або послідовностей інструкцій, що приводяться у виконання за допомогою матриці логічних елементів, і будь-яке поєднання вищезазначених прикладів. Різні елементи реалізацій генераторів A300 і В300 збудження смуги верхніх частот, кодер А200 смуги верхніх частот, декодер В200 смуги верхніх частот, широкосмуговий мовний кодер А100 і широкосмуговий мовний декодер В100 можуть бути реалізовані як електронні і/або оптичні пристрої, постійно розміщені, наприклад, на одній мікросхемі або на двох або більше мікросхемах в наборі мікросхем, хоч інше компонування без обмеження також мається на увазі. Один або більше елементів такого пристрою можуть бути реалізовані повністю або частково як один або більше наборів інструкцій, виконаних з можливістю приводитися у виконання на одній або більше фіксованих або програмованих матрицях логічних елементів (наприклад, транзисторів, логічних схем), таких як мікропроцесори, вбудовані процесори, IP-ядра, процесори цифрових сигналів, FPGA (програмовані користувачем матричні БІС), ASSP (спеціалізовані стандартні продукти) і ASIC (спеціалізовані інтегровані схеми). Також можливо для одного або більше таких елементів мати загальну структуру (наприклад, процесор, що використовується для того, щоб приводити у виконання частини коду, відповідні різним елементам в різні моменти часу, набір інструкцій, що приводиться у виконання для того, щоб виконувати задачі, відповідні різним елементам в різні моменти часу, або компонування електронних і/або оптичних пристроїв, що виконують операції для різних елементів в різні моменти часу). Більше того, можливо для одного або більше таких елементів виконувати задачі або приводити у виконання інші набори інструкцій, які не пов'язані безпосередньо з роботою пристрою, наприклад, задачу, пов'язану з іншою операцією пристрою або системи, в яку вбудований пристрій. Фіг. 30 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М100, згідно з варіантом здійснення, кодування частини мовного сигналу смуги верхніх частот, що має вузькосмугову частину і частину смуги верхніх частот. Задача X100 обчислює набір параметрів фільтрації, які характеризують спектральну обвідну частини смуги верхніх частот. Задача Х200 обчислює спектрально розширений сигнал за допомогою застосування нелінійної функції до сигналу, витягнутого з вузькосмугової частини. Задача Х300 формує синтезований сигнал смуги верхніх частот згідно з (А) набором параметрів фільтрації і (В) сигналом збудження смуги верхніх частот на основі спектрально розширеного сигналу. Задача Х400 обчислює спектральну обвідну на основі відношення між (С) енергією високо 51 частотної частини і (D) енергією сигналу, витягнутого з вузькосмугової частини. Фіг. 31а ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М200 формування сигналу збудження смуги верхніх частот згідно з варіантом здійснення. Задача Y100 обчислює гармонічно розширений сигнал за допомогою застосування нелінійної функції до вузькосмугового сигналу збудження, витягнутого з вузькосмугової частини мовного сигналу. Задача Y200 змішує гармонічно розширений сигнал з модульованим сигналом шуму, щоб сформувати сигнал збудження смуги верхніх частот. Фіг. 31b ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М210 формування сигналу збудження смуги верхніх частот згідно з іншим варіантом здійснення, що включає в себе задачі Y300 і Y400. Задача Y300 обчислює обвідну часової області згідно з енергією у часі вузькосмугового сигналу збудження або гармонічно розширеного сигналу. Задача Y400 модулює сигнал шуму згідно з обвідною часової області, щоб сформувати модульований сигнал шуму. Фіг. 32 ілюструє блок-схему послідовності операцій способу М300, згідно з варіантом здійснення, декодування частини мовного сигналу смуги верхніх частот, що має вузькосмугову частину і частину смуги верхніх частот. Задача Z100 приймає набір параметрів фільтрації, які характеризують спектральну обвідну частин и смуги верхніх частот, і набір коефіцієнтів посилення, які характеризують часову обвідну частини смуги верхніх частот. Задача Z200 обчислює спектрально розширений сигнал за допомогою застосування нелінійної функції до сигналу, витягнутого з вузькосмугової частини. Задача Z300 формує синтезований сигнал 94041 52 смуги верхніх частот згідно з (А) набором параметрів фільтрації і (В) сигналом збудження смуги верхніх частот на основі спектрально розширеного сигналу. Задача Z400 модулює обвідну посилення синтезованого сигналу смуги верхніх частот на основі набору коефіцієнтів посилення. Наприклад, задача Z400 може модулювати обвідну посилення синтезованого сигналу смуги верхніх частот за допомогою застосування набору коефіцієнтів посилення до сигналу збудження, витягнутого з вузькосмугової частини, до спектрально розширеного сигналу, до сигналу збудження смуги верхніх частот або до синтезованого сигналу смуги верхніх частот. Варіанти здійснення також включають в себе додаткові способи мовного кодування, шифрування і декодування як явно розкриті в даному документі, наприклад, за допомогою опису структурних варіантів здійснення, сконфігурованих для виконання цих способів. Кожний з цих способів також може бути матеріально здійснений (наприклад, на одному або більше носіїв зберігання даних, перерахованих вище) як один або більше наборів інструкцій, що читаються і/або приводяться у виконання за допомогою машини, яка включає в себе матрицю логічних елементів (наприклад, процесор, мікропроцесор, мікроконтролер або інший кінцевий автомат). Таким чином, даний винахід не призначений для обмеження проілюстрованими вище варіантами здійснення, а повинен відповідати самому широкому об'єму, узгодженому з принципами і новими ознаками, розкритими якимнебудь чином в даному документі, в тому числі в прикладеній формулі винаходу. 53 94041 54 55 94041 56 57 94041 58 59 94041 60
ДивитисяДодаткова інформація
Назва патенту англійськоюMethod and device for anti-sparseness filtering
Автори англійськоюVos Koen, Kandkhadai Anantkhapadmanadkhan A.
Назва патенту російськоюСпособ и устройство для фильтрации, устраняющей разреженность
Автори російськоюВос Коен Бернард, Кандхадай Анантхападманабхан А.
МПК / Мітки
МПК: G10L 21/00, G10L 19/00
Мітки: розрідженість, фільтрації, пристрій, усуває, спосіб
Код посилання
<a href="https://ua.patents.su/41-94041-sposib-i-pristrijj-dlya-filtraci-shho-usuvaeh-rozridzhenist.html" target="_blank" rel="follow" title="База патентів України">Спосіб і пристрій для фільтрації, що усуває розрідженість</a>
Спосіб адаптивної цифрової фільтрації сигналів і пристрій для його здійснення
Номер патенту: 55522
Опубліковано: 15.04.2003
Автори: МАРУСЕНКО АНАТОЛІЙ ІЛАРІОНОВИЧ, БОЙЧЕНКО ЮРІЙ ПЕТРОВИЧ, ТОВСТЯК ВОЛОДИМИР ВАСИЛЬОВИЧ, БАРАННИК ЄВГЕН ОЛЕКСАНДРОВИЧ
МПК: G01S 15/00, G06F 15/18, G06F 17/10, A61B 8/00
Мітки: здійснення, сигналів, адаптивної, пристрій, спосіб, цифрової, фільтрації
Формула / Реферат:
1. Спосіб адаптивної цифрової фільтрації сигналів, який включає тренувальний процес для оптимального виявлення елемента структури об'єкта зондування, задання порогів прийняття рішень, отримання за допомогою цифрової фільтрації ряду оцінок вхідного сигналу, відображеного об'єктом зондування, обчислення імовірностей різних гіпотез відносно типу вхідного сигналу, обчислення відношень імовірностей і їх порівняння з порогами прийняття рішень,...
Спосіб одержання узгодженого фільтра і пристрій для узгодженої фільтрації (варіанти) в безпровідній системі зв’язку множинного вводу/виводу (мімо)
Номер патенту: 86362
Опубліковано: 27.04.2009
Автори: Уоллейс Марк С., Гаал Питер, Кетчум Джон В.
МПК: H04B 7/08, H04B 7/06, H04L 25/02, H04L 1/02
Мітки: множинного, безпровідній, системі, одержання, пристрій, узгодженого, мімо, спосіб, зв'язку, фільтра, варіанти, узгодженої, фільтрації
Формула / Реферат:
1. Спосіб одержання узгодженого фільтра на основі керуючого опорного сигналу в безпровідній системі зв'язку множинного вводу/виводу (МІМО), який полягає в тому, що:одержують множину наборів прийнятих символів для керуючого опорного сигналу, прийнятого через першу лінію зв'язку МІМО та згенерованого на основі множини керуючих векторів; іодержують узгоджений фільтр на основі множини наборів прийнятих символів, причому узгоджений...
Пристрій для оптимально узгодженої фільтрації сигналів
Номер патенту: 44479
Опубліковано: 12.10.2009
Автор: Туник Володимир Федотович
МПК: H03H 21/00
Мітки: сигналів, узгодженої, фільтрації, пристрій, оптимальної
Формула / Реферат:
1. Пристрій для оптимально узгодженої фільтрації сигналів, який містить послідовно з'єднані блок віднімання, перший інтегратор та підсилювач у разів, вихід якого з'єднано із другим входом блока віднімання, який відрізняється тим, що на виході блока віднімання уведено ізодромний блок, який містить підсилювач у
Пристрій фільтрації сигналу
Номер патенту: 37385
Опубліковано: 25.11.2008
Автори: Постніков Володимир Миколайович, Бандура Іван Миколайович, Скічко Віталій Іванович
Мітки: пристрій, сигналу, фільтрації
Формула / Реферат:
Пристрій фільтрації сигналу, що містить першу аперіодичну ланку, який відрізняється тим, що в нього введені друга аперіодична ланка, ланка неузгодженості, вихід якої через блок комутації з'єднаний з входами першої і другої аперіодичних ланок, виходи яких підключені до входу суматора, вихід суматора є виходом пристрою.
Трансплантат, що усуває дефекти та відновлює функції біологічних тканин, та спосіб його одержання
Номер патенту: 67880
Опубліковано: 15.07.2004
Автори: Кокоша Наталія Володимирівна, МОЙСЕЄВ ПАВЛО СЕРГІЙОВИЧ, Петренко Олександр Юрійович, Зленко Артур Борисович, Завгородній Іван Олексійович
МПК: C08F 220/00, A61K 35/48, A61L 27/00
Мітки: відновлює, функції, одержання, усуває, біологічних, тканин, трансплантат, дефекти, спосіб
Формула / Реферат:
1. Трансплантат, що усуває дефекти та відновлює функції біологічних тканин, який відрізняється тим, що містить поліакриламідний гідрогель та суспензію ембріональних клітин 6-7 тижневої гестації людини з концентрацією від 2,5·105 до 2,5·107 кл/мл при об'ємному співвідношенні поліакриламідний гідрогель : суспензія, що складає 1:(1-3), причому поліакриламідний гідрогель має комплекс властивостей, що визначають його біосумісність з ембріональними...