Способи і пристрій кодування і декодування частини мовного сигналу діапазону високих частот

1. Спосіб кодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має вузькосмугову частину і частину в діапазоні високих частот, який містить етапи, на яких обчислюють сукупність параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частину в діапазоні високих частот, обчислюють спектрально розширений сигнал шляхом розширення спектра сигналу, отриманого з вузькосмугової частини, і обчислюють обвідну підсилення на основі співвідношення між частиною в діапазоні високих частот і сигналом, основаним на вузькосмуговій частині. 2. Спосіб за п. 1, у якому на етапі розширення спектра сигналу, отриманого з вузькосмугової частини, застосовують нелінійну функцію до сигналу. 3. Спосіб за будь-яким з пп. 1 або 2, у якому згадане співвідношення є співвідношенням між енергією частини в діапазоні високих частот і енергією сигналу, основаного на вузькосмуговій частині. 4. Спосіб за будь-яким з пп. 1-3, що містить етапи, на яких генерують сигнал збудження діапазону високих частот, оснований на спектрально розширеному сигналі, і генерують синтезований сигнал діапазону високих частот згідно із сукупністю параметрів фільтра і сигналу збудження діапазону високих частот, і 2 (19) 1 3 у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру частини діапазону високих частот. 13. Спосіб за п. 12, у якому етап обчислення сукупності коефіцієнтів підсилення полягає в тому, що для кожного із сукупності коефіцієнтів підсилення обчислюють енергію відповідного підкадру частини діапазону високих частот, використовуючи вирізувальну функцію, яка перекриває сусідні підкадри частини діапазону високих частот. 14. Спосіб обробки мовного сигналу діапазону високих частот, що містить етапи, на яких генерують сигнал збудження діапазону високих частот на основі вузькосмугового сигналу збудження, генерують синтезований сигнал діапазону високих частот на основі сигналу збудження діапазону високих частот і кодованої спектральної обвідної мовного сигналу діапазону високих частот, і обчислюють сукупність коефіцієнтів підсилення на основі співвідношення між мовним сигналом діапазону високих частот і сигналом, основаним на вузькосмуговому сигналі збудження, причому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру мовного сигналу діапазону високих частот. 15. Спосіб за п. 14, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення оснований на співвідношенні між енергією відповідного підкадру мовного сигналу діапазону високих частот і енергією відповідної частини в часовому вимірюванні сигналу, основаного на вузькосмуговому сигналі збудження. 16. Спосіб за п. 14, у якому згадане співвідношення є співвідношенням між мовним сигналом діапазону високих частот і синтезованим сигналом діапазону високих частот. 17. Спосіб за п. 16, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення оснований на співвідношенні між енергією відповідного підкадру мовного сигналу діапазону високих частот і енергією відповідної частини в часовому вимірюванні синтезованого сигналу діапазону високих частот. 18. Спосіб за будь-яким з пп. 14 або 15, у якому сигнал, оснований на вузькосмуговому сигналі збудження, є одним з вузькосмугового сигналу збудження, сигналу збудження діапазону високих частот і синтезованого сигналу діапазону високих частот. 19. Спосіб за будь-яким з пп. 14-18, у якому етап обчислення сукупності коефіцієнтів підсилення полягає в тому, що для кожного із сукупності коефіцієнтів підсилення обчислюють енергію відповідного підкадру мовного сигналу діапазону високих частот, використовуючи вирізувальну функцію, яка перекриває сусідні підкадри мовного сигналу діапазону високих частот. 20. Спосіб за будь-яким з пп. 14-19, у якому етап генерування сигналу збудження діапазону високих частот полягає в тому, що генерують сигнал збудження діапазону високих частот за допомогою змішування гармонічно розширеного сигналу, ос 93677 4 нованого на вузькосмуговому сигналі збудження, і модульованого шумового сигналу. 21. Спосіб за п. 20, у якому етап, на якому генерують сигнал збудження діапазону високих частот, полягає в тому, що обчислюють обвідну в часовому вимірюванні одного сигналу з гармонічно розширеного сигналу і вузькосмугового сигналу збудження; і модулюють по амплітуді шумовий сигнал відповідно до обвідної в часовому вимірюванні для одержання модульованого шумового сигналу. 22. Спосіб декодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має вузькосмугову частину і частину в діапазоні високих частот, що містить етапи, на яких приймають сукупність параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частину в діапазоні високих частот, і сукупність коефіцієнтів підсилення, що характеризують часову обвідну частину в діапазоні високих частот, обчислюють спектрально розширений сигнал шляхом розширення спектра сигналу, який оснований на вузькосмуговому сигналі збудження, отриманому з вузькосмугової частини, генерують синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з (А) сукупністю параметрів фільтра і (В) сигналу збудження діапазону високих частот на основі спектрально розширеного сигналу, і модулюють обвідну підсилення синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно із сукупністю коефіцієнтів підсилення. 23. Спосіб за п. 22, у якому на етапі розширення спектра сигналу, основаного на вузькосмуговому сигналі збудження, застосовують нелінійну функцію до сигналу. 24. Спосіб за будь-яким з пп. 22 або 23, у якому на етапі модуляції обвідної підсилення змінюють, згідно із сукупністю коефіцієнтів підсилення, амплітуду із часом щонайменше одного з: сигналу, який оснований на вузькосмуговому сигналі збудження, спектрально розширеного сигналу, сигналу збудження діапазону високих частот і синтезованого сигналу діапазону високих частот. 25. Спосіб за будь-яким з пп. 22 або 23, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру синтезованого сигналу діапазону високих частот. 26. Спосіб за п. 24, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру синтезованого сигналу діапазону високих частот, і у якому зміна амплітуди із часом сигналу полягає в тому, що змінюють амплітуду підкадру сигналу згідно з вирізувальною функцією, яка перекриває сусідні підкадри сигналу. 27. Спосіб за будь-яким з пп. 22-26, у якому розширення спектра сигналу полягає в тому, що розширюють спектр сигналу в діапазон частот частини діапазону високих частот. 28. Спосіб за будь-яким з пп. 22-27, що містить етап, на якому генерують сигнал збудження діапазону високих частот за допомогою змішування гармонічно розширеного сигналу, основаного на 5 спектрально розширеному сигналі, і модульованого шумового сигналу. 29. Спосіб за п. 28, у якому етап, на якому генерують сигнал збудження діапазону високих частот, полягає в тому, що обчислюють обвідну в часовому вимірюванні одного сигналу з гармонічно розширеного сигналу і вузькосмугового сигналу збудження; і модулюють по амплітуді шумовий сигнал відповідно до обвідної в часовому вимірюванні для одержання модульованого шумового сигналу. 30. Пристрій для кодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має частину в діапазоні низьких частот і частину в діапазоні високих частот, який містить модуль аналізу, виконаний з можливістю обчислення набору параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну в діапазоні високих частот, генератор збудження діапазону високих частот, виконаний з можливістю генерування сигналу збудження діапазону високих частот, основаного на спектрально розширеному сигналі, причому генератор збудження діапазону високих частот включає в себе розширювач спектра, виконаний з можливістю обчислення спектрально розширеного сигналу шляхом розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження, отриманого із частини в діапазоні низьких частот, і калькулятор коефіцієнта підсилення, виконаний з можливістю обчислення обвідної підсилення на основі співвідношення, що змінюється з часом, між частиною в діапазоні високих частот і сигналом, основаним на частині в діапазоні низьких частот. 31. Пристрій за п. 30, у якому розширювач спектра виконаний з можливістю розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження шляхом застосування нелінійної функції до сигналу. 32. Пристрій за будь-яким з пп. 30 або 31, у якому співвідношення, що змінюється з часом, є співвідношенням, що змінюється з часом, між енергією частини в діапазоні високих частот і енергією сигналу, основаного на частині в діапазоні низьких частот. 33. Пристрій за будь-яким з пп. 30-32, що містить синтезуючий фільтр, виконаний з можливістю генерування синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно із сигналом збудження діапазону високих частот і набору параметрів фільтра, і причому сигнал, оснований на частині в діапазоні низьких частот, є синтезованим сигналом діапазону високих частот. 34. Пристрій за будь-яким з пп. 30-33, у якому калькулятор коефіцієнта підсилення виконаний з можливістю обчислення обвідної підсилення як сукупності коефіцієнтів підсилення, причому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення оснований на співвідношенні між енергією частини в часовому вимірюванні частини в діапазоні високих частот і енергією відповідного до частини в часовому вимірюванні синтезованого сигналу діапазону високих частот. 35. Пристрій за будь-яким з пп. 30-34, де пристрій розміщено в стільниковому телефоні. 93677 6 36. Пристрій за будь-яким з пп. 30-35, у якому генератор збудження діапазону високих частот виконаний з можливістю генерації сигналу збудження діапазону високих частот за допомогою змішування гармонічно розширеного сигналу, основаного на спектрально розширеному сигналі, і модульованого шумового сигналу. 37. Пристрій за п. 36, у якому генератор збудження діапазону високих частот виконаний з можливістю обчислення обвідної в часовому вимірюванні одного сигналу з гармонічно розширеного сигналу і вузькосмугового сигналу збудження; і модулювання по амплітуді шумового сигналу відповідно до обвідної в часовому вимірюванні для одержання модульованого шумового сигналу. 38. Пристрій за будь-яким з пп. 30-37, у якому сигнал, оснований на вузькосмуговій частині, є одним з вузькосмугового сигналу збудження, сигналу збудження діапазону високих частот і синтезованого сигналу діапазону високих частот. 39. Пристрій за будь-яким з пп. 30-33 або 38, у якому калькулятор коефіцієнта підсилення виконаний з можливістю обчислення обвідної підсилення за допомогою обчислення сукупності коефіцієнтів підсилення, і у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру частини діапазону високих частот. 40. Пристрій за п. 39, у якому калькулятор коефіцієнта підсилення виконаний з можливістю обчислення сукупності коефіцієнтів підсилення за допомогою обчислення, для кожного із сукупності коефіцієнтів підсилення, енергії відповідного підкадру частини діапазону високих частот, використовуючи вирізувальну функцію, яка перекриває сусідні підкадри частини діапазону високих частот. 41. Пристрій за будь-яким з пп. 30-40, у якому розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження полягає в тому, що розширюють спектр вузькосмугового сигналу збудження в діапазон частот частини діапазону високих частот. 42. Пристрій за будь-яким з пп. 38-40, що пристрій розміщено в стільниковому телефоні. 43. Пристрій за будь-яким з пп. 38-40, у якому генератор збудження діапазону високих частот виконаний з можливістю генерації сигналу збудження діапазону високих частот за допомогою змішування гармонічно розширеного сигналу, основаного на спектрально розширеному сигналі, і модульованого шумового сигналу. 44. Мовний декодер діапазону високих частот, виконаний з можливістю приймання (А) сукупності параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини мовного сигналу діапазону високих частот, і (В) вузькосмугового сигналу збудження, основаного на вузькосмуговій частині мовного сигналу, що містить генератор збудження діапазону високих частот, виконаний з можливістю генерування сигналу збудження діапазону високих частот на основі спектрально розширеного сигналу, причому генератор збудження діапазону високих частот включає в себе розширювач спектра, виконаний з можливістю обчислення спектрально розширеного сигналу 7 93677 8 шляхом розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження, синтезуючий фільтр, виконаний з можливістю генерування синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно із сукупністю параметрів фільтра і сигналу збудження діапазону високих частот, і елемент регулювання підсилення, виконаний з можливістю модулювання обвідної підсилення синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно із сукупністю коефіцієнтів підсилення, що характеризують часову обвідну частини в діапазоні високих частот. 45. Декодер за п. 44, у якому розширювач спектра виконаний з можливістю розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження шляхом застосування нелінійної функції до сигналу. 46. Декодер за будь-яким з пп. 44 або 45, у якому елемент регулювання підсилення виконаний з можливістю модулювання обвідної підсилення за допомогою зміни, згідно із сукупністю коефіцієнтів підсилення, амплітуди із часом щонайменше одного з: вузькосмугового сигналу збудження, спектрально розширеного сигналу, сигналу збудження діапазону високих частот ісинтезованого сигналу діапазону високих частот. 47. Декодер за будь-яким з пп. 44-46, у якому елемент регулювання підсилення містить щонайменше один з помножувача і підсилювача. 48. Декодер за будь-яким з пп. 44, 45 або 47, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру синтезованого сигналу діапазону високих частот. 49. Декодер за п. 46, у якому кожний із сукупності коефіцієнтів підсилення відповідає різному одному із серії послідовних підкадрів кадру синтезованого сигналу діапазону високих частот, і у якому зміна амплітуди із часом сигналу полягає в тому, що змінюють амплітуду підкадру сигналу згідно з вирізувальною функцією, яка перекриває сусідні підкадри сигналу. 50. Декодер за будь-яким з пп. 44-49, у якому розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження полягає в тому, що розширюють спектр вузькосмугового сигналу збудження в діапазон частот частини діапазону високих частот. 51. Декодер за будь-яким з пп. 44-50, у якому генератор збудження діапазону високих частот виконаний з можливістю генерації сигналу збудження діапазону високих частот за допомогою змішування гармонічно розширеного сигналу, основаного на спектрально розширеному сигналі, і модульованого шумового сигналу. 52. Декодер за п. 51, у якому генератор збудження діапазону високих частот виконаний з можливістю обчислення обвідної в часовому вимірюванні одного сигналу з гармонічно розширеного сигналу і вузькосмугового сигналу збудження; і модулювання по амплітуді шумового сигналу відповідно до обвідної в часовому вимірюванні для одержання модульованого шумового сигналу. Галузь техніки, до якої належить винахід Даний винахід належить до обробки сигналу. Рівень техніки Голосовий зв'язок за допомогою комутованої телефонної мережі загального користування (PSTN) традиційно обмежений по пропускній здатності частотним діапазоном 300-3400 кГц. Нові мережі для голосового зв'язку, наприклад, мережі стільникового зв'язку і передачі голосу по IP (Інтернет-протокол, VoIP), можуть не мати такі ж обмеження по пропускній здатності, і може виявитися бажаним передавати і приймати по таких мережах голосові передачі, які включають в себе широкий частотний діапазон. Наприклад, може виявитися бажаним підтримувати частотний діапазон звуку з нижньою границею до 50 Гц і/або верхньою границею до 7 або 8 кГц. Також може виявитися бажаним підтримувати інші додатки, наприклад високоякісний аудіо- або аудіо/відеоконференцзв'язок, який може мати аудіомовний контент в діапазонах, що виходять за межі традиційних обмежень PSTN. Розширення діапазону, що підтримується мовним кодером, на більш високі частоти може підвищити розбірливість мови. Наприклад, інформація, яка диференціює фрикативні звуки, наприклад 'с' і 'ф', збільшується на високих частотах. Розширення діапазону високих частот (ДВЧ) також може підвищити інші якості мови, наприклад присутність. Наприклад, навіть вокалізований голосний звук може мати спектральну енергію значно вище за обмеження PSTN. Один підхід до широкосмугового мовного кодування передбачає поширення техніки вузькосмугового мовного кодування (наприклад, здатної кодувати діапазон 0-4 кГц) на широкий спектр. Наприклад, мовний сигнал можна дискретизувати на більш високій частоті, щоб він включав в себе високочастотні компоненти, і техніку вузькосмугового кодування можна перебудувати для використання більшої кількості коефіцієнтів фільтра, щоб представляти цей широкосмуговий сигнал. Техніки вузькосмугового кодування, наприклад CELP (лінійне прогнозування з кодовим збудженням), вимагають великого об'єму обчислень, однак, широкосмуговий CELP-кодер може вимагати дуже багато циклів обробки, щоб мати практичне застосування в багатьох мобільних і інших вбудованих додатках. Кодування всього спектра широкосмугового сигналу для досягнення потрібної якості з використанням такої техніки також може приводити до неприйнятно великого збільшення ширини смуги. Крім того, було б потрібне перекодування такого кодованого сигналу раніше, ніж передати навіть його вузькосмугову частину і/або декодувати за допомогою системи, яка підтримує тільки вузькосмугове кодування. Інший підхід до широкосмугового мовного кодування передбачає екстраполяцію спектральної обвідної діапазону високих частот з кодованої ву 9 зькосмугової спектральної обвідної. Хоч такий підхід можна реалізувати без збільшення ширини смуги і без необхідності в перекодуванні, грубу спектральну обвідну або формантну структуру частини мовного сигналу діапазону високих частот, в загальному випадку, неможливо точно прогнозувати на основі спектральної обвідної вузькосмугової частини. Може виявитися бажаним реалізувати широкосмугове мовне кодування так, щоб щонайменше вузькосмугову частину кодованого сигналу можна було передавати по вузькосмуговому каналу (наприклад, каналу PSTN) без перекодування або іншої значної зміни. Ефективність широкосмугового розширення кодування також може бути бажаною, наприклад, щоб уникати значного скорочення кількості користувачів, які можуть обслуговуватися в додатках, наприклад, безпровідній стільниковій телефонній мережі і мовленні по безпровідним і провідним каналам. Суть винаходу Згідно з одним варіантом здійснення, спосіб кодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має частину в діапазоні низьких частот і частину в діапазоні високих частот, включає етапи, на яких обчислюють сукупність параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот; обчислюють спектрально розширений сигнал шляхом розширення спектра сигналу, одержаного з частини в діапазоні низьких частот; генерують синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з (А) сигналом збудження діапазону високих частот, заснованим на спектрально розширеному сигналі, і (В) сукупністю параметрів фільтра; і обчислюють обвідну посилення на основі співвідношення між частиною в діапазоні високих частот і сигналом, заснованим на частині в діапазоні низьких частот. Згідно з одним варіантом здійснення, спосіб обробки мови включає в себе етапи, на яких генерують сигнал збудження діапазону високих частот на основі сигналу збудження діапазону низьких частот; генерують синтезований сигнал діапазону високих частот на основі мовного сигналу діапазону високих частот і сигналу збудження діапазону високих частот; і обчислюють сукупність коефіцієнтів посилення на основі співвідношення між мовним сигналом діапазону високих частот і сигналом, заснованим на сигналі збудження діапазону низьких частот. Згідно з іншим варіантом здійснення, спосіб декодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має частину в діапазоні низьких частот і частину в діапазоні високих частот, включає етапи, на яких приймають сукупність параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот, і сукупність коефіцієнтів посилення, що характеризують часову обвідну частини в діапазоні високих частот; обчислюють спектрально розширений сигнал шляхом розширення спектра сигналу, який заснований на сигналі збудження діапазону низьких частот; генерують синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з (А) сукупністю параметрів 93677 10 фільтра, і (В) сигналом збудження діапазону високих частот, заснованим на спектрально розширеному сигналі; і модулюють обвідну посилення синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно з сукупністю коефіцієнтів посилення. Згідно з ще одним варіантом здійснення, пристрій, виконаний з можливістю кодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має частину в діапазоні низьких частот і частину в діапазоні високих частот, містить модуль аналізу, виконаний з можливістю обчислення набору параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот; розширювач спектра, виконаний з можливістю обчислення спектрально розширеного сигналу шляхом розширення спектра сигналу, одержаного з частини в діапазоні низьких частот; синтезуючий фільтр, виконаний з можливістю генерування синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно з (А) сигналом збудження діапазону високих частот, заснованим на спектрально розширеному сигналі, і (В) набором параметрів фільтра; і калькулятор коефіцієнта посилення, виконаний з можливістю обчислення обвідної посилення на основі співвідношення, що змінюється з часом, між частиною в діапазоні високих частот і сигналом, заснованим на частині в діапазоні низьких частот. Згідно з ще одним варіантом здійснення, мовний декодер діапазону високих частот виконаний з можливістю прийому (А) сукупності параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини мовного сигналу діапазону високих частот, і (В) кодованого сигналу збудження діапазону низьких частот, заснованого на частині мовного сигналу діапазону низьких частот. Декодер включає в себе розширювач спектра, виконаний з можливістю обчислення спектрально розширеного сигналу шляхом розширення спектра сигналу, який оснований на кодованому сигналі збудження діапазону низьких частот; синтезуючий фільтр, виконаний з можливістю генерування синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно з (А) сукупністю параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот, і (В) сигналу збудження діапазону високих частот, основаним на спектрально розширеному сигналі; і елемент регулювання посилення, виконаний з можливістю модулювання обвідної посилення синтезованого сигналу діапазону високих частот згідно з сукупністю коефіцієнтів посилення, що характеризують обвідну частини в діапазоні високих частот. Короткий опис креслень Фіг. 1а - блок-схема мовного кодера А100 діапазону високих частот згідно з варіантом здійснення. Фіг. 1b - блок-схема реалізації А102 широкосмугового мовного кодера А100. Фіг. 2а - блок-схема широкосмугового мовного декодера В100 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 2b - блок-схема реалізації В102 широкосмугового мовного декодера В100. Фіг. 3a - блок-схема реалізації ΑΙ 12 блока (гребінки) фільтрів А110. 11 Фіг. 3b - блок-схема реалізації В122 гребінки фільтрів В120. Фіг. 4а - смуга частот діапазонів низьких і високих частот для одного прикладу гребінки фільтрів А110. Фіг. 4b - смуга частот діапазонів низьких і високих частот для іншого прикладу гребінки фільтрів А110. Фіг. 4с - блок-схема реалізації А114 гребінки фільтрів А112. Фіг. 4d - блок-схема реалізації В124 гребінки фільтрів В122. Фіг. 5а - приклад графіка залежності логарифмічної амплітуди від частоти для мовного сигналу. Фіг. 5b - блок-схема базової системи кодування з лінійним прогнозуванням. Фіг. 6 - блок-схема реалізації А122 вузькосмугового кодера А120. Фіг. 7 - блок-схема реалізації В112 вузькосмугового декодера В110. Фіг. 8а - приклад графіка залежності логарифмічної амплітуди від частоти для залишкового сигналу для вокалізованої мови. Фіг. 8b - приклад графіка залежності логарифмічної амплітуди від часу для залишкового сигналу для вокалізованої мови. Фіг. 9 - блок-схема базової системи кодування з лінійним прогнозуванням, яка також здійснює довгострокове прогнозування. Фіг. 10 - блок-схема реалізації А202 кодера А200 діапазону високих частот. Фіг. 11 - блок-схема реалізації А302 генератора збудження А300 діапазону високих частот. Фіг. 12 - блок-схема реалізації А402 розширювача спектра А400. Фіг. 12а - графіки спектрів сигналу в різних точках в одному прикладі операції розширення спектра. Фіг. 12b - графіки спектрів сигналу в різних точках в іншому прикладі операції розширення спектра. Фіг. 13 - блок-схема реалізації A304 генератора збудження A302 діапазону високих частот. Фіг. 14 - блок-схема реалізації A306 генератора збудження A302 діапазону високих частот. Фіг. 15 - логічна блок-схема задачі (програмного модуля) Τ100 обчислення обвідної. Фіг. 16 - блок-схема реалізації 492 об'єднувача 490. Фіг. 17 ілюструє підхід до обчислення показника періодичності сигналу S30 діапазону високих частот. Фіг. 18 - блок-схема реалізації A312 генератора збудження А302 діапазону високих частот. Фіг. 19 - блок-схема реалізації A314 генератора збудження А302 діапазону високих частот. Фіг. 20 - блок-схема реалізації A316 генератора збудження А302 діапазону високих частот. Фіг. 21 - логічна блок-схема задачі Т200 обчислення коефіцієнта посилення. Фіг. 22 - логічна блок-схема реалізації Т210 задачі Т200 обчислення коефіцієнта посилення. Фіг. 23а - діаграма вирізувальної функції. 93677 12 Фіг. 23b - застосування вирізувальної функції, показаної на Фіг. 23а, до підкадрів мовного сигналу. Фіг. 24 - блок-схема реалізації В202 декодера В200 діапазону високих частот. Фіг. 25 - блок-схема реалізації AD10 широкосмугового мовного кодера А100. Фіг. 26а - схема реалізації D122 лінії затримки D120. Фіг. 26b - схема реалізації D124 лінії затримки D120. Фіг. 27 - схема реалізації D130 лінії затримки D120. Фіг. 28 - блок-схема реалізації AD12 широкосмугового мовного кодера AD10. Фіг. 29 - логічна блок-схема способу обробки сигналу MD100 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 30 - логічна блок-схема способу Μ100 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 31а - логічна блок-схема способу М200 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 31b - логічна блок-схема для реалізації М210 способу М200. Фіг. 32 - логічна блок-схема способу М300 згідно з варіантом здійснення. Фіг. 33 - блок схема реалізації А204 кодера А200 діапазону високих частот. На фігурах і в прикладеному описі однакові позиції позначають однакові або аналогічні елементи або сигнали. Докладний опис Описані тут варіанти здійснення включають в себе системи, способи і пристрій, які можуть бути здатні забезпечувати розширення вузькосмугового мовного кодера для підтримки передачі і/або збереження широкосмугових мовних сигналів при збільшенні пропускної здатності лише приблизно від 800 до 1000 біт/с (біт за секунду). Потенційні переваги таких реалізацій включають в себе вбудоване кодування для підтримання сумісності з вузькосмуговими системами, відносно легке виділення і повторне виділення бітів між каналами вузькосмугового кодування і кодування в діапазоні високих частот, звільнення від операції широкосмугового синтезу, який вимагає великого об'єму обчислень, і підтримання низької частоти дискретизації для сигналів, що обробляються за допомогою процедур кодування форми хвилі, які вимагають великого об'єму обчислень. Якщо в явному вигляді не указано в контексті, термін "обчислення" використовується тут для вказівки будь-якого з його звичайних значень, наприклад розрахунок, генерацію і вибір зі списку значень. Термін "що містить", використовуваний в даному описі і формулі винаходу, не виключає інших елементів або операцій. Вираз "А засновано на В" використовується для вказівки будь-якого з його звичайних значень, в тому числі, випадків (і) "А дорівнює В" і (іі) "А засновано на щонайменше В". Термін "Інтернет-протокол" включає в себе версію 4, описану в IETF (Internet Engineering Task Force) RFC (Request for Comments) 791, і подальші версії, наприклад версію 6. На Фіг. 1а показана блок-схема широкосмугового мовного кодера А100 згідно з варіантом здій 13 снення. Гребінка фільтрів А110 здатна фільтрувати широкосмуговий мовний сигнал S10 для створення вузькосмугового сигналу S20 і сигналу S30 діапазону високих частот. Вузькосмуговий кодер А120 здатний кодувати вузькосмуговий сигнал S20 для створення вузькосмугових (ΝΒ) параметрів фільтра S40 і вузькосмугового залишкового сигналу S50. Згідно з наведеним тут більш докладним описом, вузькосмуговий кодер А120 звичайно здатний створювати вузькосмугові параметри фільтра S40 і кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 у вигляді індексів кодової книги або в іншій квантованій формі. Кодер А200 діапазону високих частот здатний кодувати сигнал S30 діапазону високих частот згідно з інформацією в кодованому вузькосмуговому сигналі збудження S50 для створення параметрів кодування S60 діапазону високих частот. Згідно з наведеним тут більш докладним описом, кодер А200 діапазону високих частот звичайно здатний створювати параметри кодування S60 діапазону високих частот у вигляді індексів кодової книги або в іншій квантованій формі. У одному конкретному прикладі, широкосмуговий мовний кодер А100 здатний кодувати широкосмуговий мовний сигнал S10 зі швидкістю близько 8,55 кбіт/с (кілобіт за секунду), при цьому близько 7,55 кбіт/с використовується для вузькосмугових параметрів фільтра S40 і кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50, і близько 1 кбіт/с використовується для параметрів кодування S60 діапазону високих частот. Може виявитися бажаним об'єднувати кодовані вузькосмуговий сигнал і сигнал діапазону високих частот в єдиний бітовий потік. Наприклад, може виявитися бажаним мультиплексувати кодовані сигнали один з одним для передачі (наприклад, по провідному, оптичному або безпровідному каналу зв'язку) або для збереження у вигляді кодованого широкосмугового мовного сигналу. На Фіг. 1b показана блок-схема реалізації А102 широкосмугового мовного кодера А100, який включає в себе мультиплексор А130, здатний об'єднувати параметри вузькосмугового фільтра S40, кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 і параметри фільтра S60 діапазону високих частот в мультиплексований сигнал S70. Пристрій, що включає в себе кодер А102, також може включати в себе схему, здатну передавати мультиплексований сигнал S70 в канал зв'язку, наприклад, провідний, оптичний або безпровідний канал. Такий пристрій також може бути здатний здійснювати одну або декілька канальних операцій кодування на сигналі, наприклад кодування з корекцією помилок (наприклад, згорткове кодування, сумісне по швидкості) і/або кодування з виявленням помилок (наприклад, кодування з циклічною надмірністю), і/або кодування на одному або декількох рівнях мережного протоколу (наприклад, Езернет (Ethernet). TCP/IP, cdma2000). Може виявитися бажаним, щоб мультиплексор А130 був здатний вводити кодований вузькосмуговий сигнал (що включає в себе вузькосмугові параметри фільтра S40 і кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50) у вигляді розділюваного 93677 14 бітового потоку мультиплексованого сигналу S70, що дозволило б відновлювати і декодувати кодований вузькосмуговий сигнал незалежно від іншої частини мультиплексованого сигналуS70, наприклад сигналу діапазону високих частот і/або діапазону низьких частот. Наприклад, мультиплексований сигнал S70 може бути побудований так, що кодований вузькосмуговий сигнал можна відновлювати, відкидаючи параметри фільтра S60 діапазону високих частот. Ще одна потенційна перевага такої особливості в тому, що вона дозволяє уникати необхідності в перекодуванні кодованого широкосмугового сигналу до передачі його в систему, яка підтримує декодування вузькосмугового сигналу, але не підтримує декодування частини в діапазоні високих частот. На Фіг. 2а показана блок-схема широкосмугового мовного декодера В100 згідно з варіантом здійснення. Вузькосмуговий декодер B110 здатний декодувати вузькосмугові параметри фільтра S40 і кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 для створення вузькосмугового сигналу S90. Декодер В200 діапазону високих частот здатний декодувати параметри кодування S60 діапазону високих частот згідно з вузькосмуговим сигналом збудження S80, на основі кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50, для створення сигналу S100 діапазону високих частот. У цьому прикладі, вузькосмуговий декодер B110 здатний видавати вузькосмуговий сигнал збудження S80 на декодер В200 діапазону високих частот. Гребінка фільтрів В120 здатна об'єднувати вузькосмуговий сигнал S90 і сигнал S100 діапазону високих частот для створення широкосмугового мовного сигналу S110. На Фіг. 2b показана блок-схема реалізації В102 широкосмугового мовного декодера В100, який включає в себе демультиплексор В130, здатний створювати кодовані сигнали S40, S50 і S60 з мультиплексованого сигналу S70. Пристрій, що включає в себе декодер В102, може включати в себе схему, здатну приймати мультиплексований сигнал S70 з каналу зв'язку, наприклад, провідного, оптичного або безпровідного каналу. Такий пристрій також може бути здатний здійснювати одну або декілька канальних операцій декодування на сигналі, наприклад, декодування з корекцією помилок (наприклад, згорткове декодування, сумісне по швидкості) і/або декодування з виявленням помилок (наприклад, декодування з циклічною надмірністю), і/або декодування на одному або декількох шарах мережного протоколу (наприклад, Ethernet, TCP/IP, cdma2000). Гребінка фільтрів А110 здатна фільтрувати вхідний сигнал згідно зі схемою розщеплених діапазонів для створення низькочастотного піддіапазону і високочастотного піддіапазону. У залежності від критеріїв конструкції для конкретного додатку, піддіапазони вихідного сигналу можуть мати смуги рівної або нерівної ширини і можуть бути перекривними або неперекривними. Можлива також конфігурація гребінки фільтрів А110, яка створює більше двох піддіапазонів. Наприклад, така гребінка фільтрів може бути здатна створювати один або декілька сигналів діапазону низьких частот, які 15 включають в себе складові в частотному діапазоні з частотою нижче, ніж у вузькосмуговому сигналі S20 (наприклад, в діапазоні 50-300 Гц). Така гребінка фільтрів також може бути здатна створювати один або декілька додаткових сигналів діапазону високих частот, які включають в себе складові в частотному діапазоні з частотою вище, ніж в сигналі S30 діапазону високих частот (наприклад, в діапазоні 14-20, 16-20, або 16-32 кГц). У такому випадку, можна реалізувати широкосмуговий мовний кодер А100 для окремого кодування цього/их сигналу або сигналів, і мультиплексор А130 може бути здатний включати в себе додатковий/і кодований/і сигнал або сигнали в мультиплексованому сигналі S70 (наприклад, як окрему частину). На Фіг. 3a показана блок-схема реалізації А112 гребінки фільтрів А110, яка здатна створювати сигнали двох піддіапазонів, що мають знижені частоти дискретизації. Гребінка фільтрів А110 здатна приймати широкосмуговий мовний сигнал S10, що має високочастотну (або діапазону високих частот) частину і низькочастотну (або діапазону низьких частот) частину. Гребінка фільтрів А112 включає в себе тракт обробки діапазону низьких частот, здатний приймати широкосмуговий мовний сигнал S10 і створювати вузькосмуговий мовний сигнал S20, і тракт обробки діапазону високих частот, здатний приймати широкосмуговий мовний сигнал S10 і створювати мовний сигнал S30 діапазону високих частот. Фільтр 110 нижніх частот фільтрує широкосмуговий мовний сигнал S10, пропускаючи вибраний низькочастотний піддіапазон, і фільтр 130 верхніх частот фільтрує широкосмуговий мовний сигнал S10, пропускаючи вибраний високочастотний піддіапазон. Оскільки сигнали обох піддіапазонів мають більш вузькі смуги, ніж широкосмуговий мовний сигнал S10, їх частоти дискретизації можна знизити до деякої міри без втрати інформації. Блок 120 зниження частоти дискретизації знижує частоту дискретизації низькочастотного сигналу згідно з потрібним коефіцієнтом децимації (наприклад, шляхом видалення вибірок сигналу і/або заміни вибірок середніми значеннями), і блок 140 зниження частоти дискретизації аналогічно знижує частоту дискретизації високочастотного сигналу згідно з іншим потрібним коефіцієнтом децимації. На Фіг. 3b показана блок-схема відповідної реалізації В122 гребінки фільтрів В120. Блок 150 підвищення частоти дискретизації підвищує частоту дискретизації вузькосмугового сигналу S90 (наприклад, шляхом вставлення нулів і/або шляхом дублювання вибірок), і фільтр 160 нижніх частот фільтрує сигнал, перетворений з підвищенням частоти дискретизації, пропускаючи тільки частину в діапазоні низьких частот (наприклад, для попередження перешкоди дискретизації). Аналогічно, блок 170 підвищення частоти дискретизації підвищує частоту дискретизації сигналу S100 діапазону високих частот, і фільтр 180 верхніх частот фільтрує сигнал, перетворений з підвищенням частоти дискретизації, пропускаючи тільки частину в діапазоні високих частот. Потім два смугових сигнали підсумовуються для формування широкосмугового мовного сигналу S110. У деяких реалізаціях деко 93677 16 дера В100, гребінка фільтрів В120 здатна створювати зважену суму двох смугових сигналів згідно з одним або декількома ваговими коефіцієнтами, одержаними і/або обчисленими декодером В200 діапазону високих частот. Можлива також конфігурація гребінки фільтрів В120, яка об'єднує більше двох смугових сигнали. Кожний з фільтрів 110, 130, 160, 180 можна реалізувати у вигляді фільтра з кінцевою імпульсною характеристикою (FIR) або фільтра з нескінченною імпульсною характеристикою (IIR). Частотні характеристики фільтрів 110 і 130 кодера можуть мати перехідні області симетричної або асиметричної форми між смугою загородження і смугою пропускання. Аналогічно, частотні характеристики фільтрів 160 і 180 декодера можуть мати перехідні області симетричної або асиметричної форми між смугою загородження і смугою пропускання. Може виявитися бажаним, але не суворо обов'язково, щоб фільтр 110 нижніх частот мав таку ж характеристику, що і фільтр 160 нижніх частот, і щоб фільтр 130 верхніх частот мав таку ж характеристику, що і фільтр 180 верхніх частот. У одному прикладі, дві пари фільтрів 110, 130 і 160, 180 утворюють гребінку квадратурних дзеркальних фільтрів (QMF), причому пара фільтрів 110, 130 має такі ж коефіцієнти, як пара фільтрів 160, 180. У типовому прикладі, фільтр 110 нижніх частот має смугу пропускання, яка включає в себе обмежений діапазон PSTN 300-3400 Гц (наприклад, смугу від 0 до 4 кГц). На Фіг. 4а і 4b показані відносні ширина смуги широкосмугового мовного сигналу S10, вузькосмугового сигналу S20 і сигналу S30 діапазону високих частот в двох різних прикладах реалізації. У цих двох конкретних прикладах, широкосмуговий мовний сигнал S10 має частоту дискретизації 16 кГц (що представляє частотні складові в діапазоні від 0 до 8 кГц), і вузькосмуговий сигнал S20 має частоту дискретизації 8 кГц (що представляє частотні складові в діапазоні від 0 до 4 кГц). У прикладі, наведеному на Фіг. 4а, немає значного перекриття між двома піддіапазонами. Сигнал S30 діапазону високих частот, як показано в цьому прикладі, можна одержати з використанням фільтра 130 верхніх частот зі смугою пропускання 4-8 кГц. У такому випадку, може виявитися бажаним знизити частоту дискретизації до 8 кГц за допомогою перетворення зі зниженням частоти дискретизації фільтрованого сигналу з коефіцієнтом два. Така операція, яка, передбачувано, значно знижує обчислювальну складність подальших операцій обробка сигналу, зміщує енергію смуги пропускання в діапазон від 0 до 4 кГц без втрати інформації. У альтернативному прикладі, показаному на Фіг. 4b, верхній і нижній піддіапазони мають помітне перекриття, внаслідок чого область від 3,5 до 4 кГц описується сигналами обох піддіапазонів. Сигнал S30 діапазону високих частот, представлений в цьому прикладі, можна одержати з використанням фільтра 130 верхніх частот зі смугою пропускання 3,5-7 кГц. У такому випадку, може виявитися бажаним знизити частоту дискретизації до 7 кГц шляхом перетворення зі зниженням частоти дис 17 кретизації фільтрованого сигналу з коефіцієнтом 16/7. Така операція, яка, передбачувано, значно знижує обчислювальну складність подальших операцій обробка сигналу, зміщує енергію смуги пропускання в діапазон від 0 до 3,5 кГц без втрати інформації. У звичайній телефонній трубці для телефонного зв'язку,один або декілька перетворювачів (тобто мікрофон і телефон або гучномовець) мають недолік відчутної характеристики в частотному діапазоні 7-8 кГц. У прикладі, наведеному на Фіг. 4b, частина широкосмугового мовного сигналу S10 від 7 до 8 кГц не включена в кодований сигнал. Інші конкретні приклади фільтра 130 верхніх частот мають смуги пропускання 3,5 7,5 кГц і 3,5-8 кГц. У деяких реалізаціях, забезпечення перекриття між піддіапазонами, як в прикладі, наведеному на Фіг. 4b, дозволяє використовувати фільтр нижніх частот і/або верхніх частот, який має плавний спад характеристики в області перекриття. Такі фільтри звичайно легше проектувати, вимагають меншої складності обчислень і/або вносять меншу затримку в порівнянні з фільтрами з більш різкими або "крутими" характеристиками. Для фільтрів, що мають різкі перехідні області, властиві більш високі бічні смуги (що може приводити до перешкоди дискретизації), ніж у фільтрів аналогічного порядку, які мають плавний спад характеристики. Фільтри, що мають різкі перехідні області, можуть також мати довгі імпульсні характеристики, які можуть приводити до дзвінких спотворень. Для реалізацій гребінки фільтрів, що має один або декілька IIRфільтрів, яка допускає плавний спад характеристики в області перекриття, можна використовувати фільтр або фільтри, полюси яких віддалені від одиничної окружності, що може грати важливу роль для забезпечення стійкої реалізації з фіксованою точкою. Перекриття піддіапазонів допускає плавне змішування нижнього діапазону і верхнього діапазону, що може приводити до зменшення кількості чутних спотворень, зниження перешкоди дискретизації і/або менш помітного переходу від одного діапазону до іншого. Крім того, ефективність кодування вузькосмугового кодера А120 (наприклад, кодера, що відтворює форму сигналу) може знижуватися із збільшенням частоти. Наприклад, якість кодування вузькосмугового кодера може знижуватися на малих бітових швидкостях, особливо при наявності фонового шуму. У таких випадках, забезпечення перекриття піддіапазонів може підвищити якість відтворюваних частотних складових в області перекриття. Крім того, перекриття піддіапазонів допускає плавне змішування нижнього діапазону і верхнього діапазону, що може приводити до зменшення кількості чутних спотворень, зниження перешкоди дискретизації і/або менш помітного переходу від одного діапазону до іншого. Така міра може бути особливо бажаною для реалізації, в якій вузькосмуговий кодер А120 і кодер А200 діапазону високих частот діють згідно з різними методологіями кодування. Наприклад, різна техніка кодування може створювати сигнали, що звучать абсолютно 93677 18 по-різному. Кодер, який кодує спектральну обвідну у вигляді індексів кодової книги, може формувати сигнал, що має інше звучання, ніж кодер, який кодує амплітудний спектр. Часовий кодер (наприклад, кодер на основі імпульсно-кодової модуляції або ІКМ) може формувати сигнал, що має інше звучання, ніж частотний кодер. Кодер, який кодує сигнал за допомогою представлення спектральної обвідної і відповідного залишкового сигналу, може формувати сигнал, що має інше звучання, ніж кодер, який кодує сигнал за допомогою тільки представлення спектральної обвідної. Кодер, який кодує сигнал у вигляді представлення його форми хвилі, може створювати вихідний сигнал, що має інше звучання, ніж від синусоїдального кодера. У таких випадках, використання фільтрів, що мають різкі перехідні області для завдавання неперекривних піддіапазонів, може приводити до різкого і легко сприйманого переходу між піддіапазонами в синтезованому широкосмуговому сигналі. Хоч гребінки фільтрів QMF, що мають взаємодоповнювальні перекривні частотні характеристики, часто використовуються в піддіапазонних методиках, такі фільтри непридатні для щонайменше деяких з описаних тут реалізацій широкосмугового кодування. Гребінка фільтрів QMF на кодері здатна створювати значну перешкоду дискретизації, яка заглушується відповідною гребінкою фільтрів QMF на декодері. Така конфігурація може бути непридатною для додатку, в якому сигнал зазнає значного спотворення між гребінками фільтрів, оскільки спотворення може знижувати ефективність заглушення перешкоди дискретизації. Наприклад, описані тут додатки включають в себе реалізації кодування, здатні працювати на дуже низьких бітових швидкостях. Внаслідок дуже низької бітової швидкості, велика імовірність того, що декодований сигнал виявиться значно спотвореним в порівнянні з вихідним сигналом, тому використання гребінок фільтрів QMF може приводити до заглушеної перешкоди дискретизації. Додатки, в яких використовуються гребінки фільтрів QMF, звичайно мають більш високі бітові швидкості (наприклад, понад 12 кбіт/с для AMR і 64 кбіт/с для G.722). Додатково, кодер може бути здатний створювати синтезований сигнал, який, за сприйняттям, подібний вихідному сигналу, але, насправді, значно відрізняється від вихідного сигналу. Наприклад, описаний тут кодер, який виводить збудження діапазону високих частот з вузькосмугового залишку, може створювати такий сигнал, оскільки фактичний залишок діапазону високих частот може повністю бути відсутнім в декодованому сигналі. Використання гребінок фільтрів QMF в таких додатках може приводити до значної міри спотворення, зумовленого незаглушеною перешкодою дискретизації. Величину спотворення, зумовленого перешкодою дискретизації QMF, можна знизити, якщо піддіапазон, схильний до впливу, вузький, оскільки ефект перешкоди дискретизації обмежується шириною смуги, яка дорівнює ширині піддіапазону. Однак, в описаних тут прикладах, де кожний піддіапазон включає в себе близько половини смуги 19 широкосмугового діапазону, спотворення, зумовлене незаглушеною перешкодою дискретизації, може впливати на значну частину сигналу. На якість сигналу також може впливати положення смуги частот, в якій має місце незаглушена перешкода дискретизації. Наприклад, спотворення, що створюється поблизу центра широкосмугового мовного сигналу (наприклад, між 3 і 4 кГц) може бути набагато менш бажаним, ніж спотворення, виникаюче поблизу краю сигналу (наприклад, понад 6 кГц). Хоч характеристики фільтрів гребінки фільтрів QMF суворо пов'язані одна з одною, частини діапазонів низьких і високих частот гребінок фільтрів А110 і В120 можуть бути здатні мати спектри, які ніяк не пов'язані один з одним за винятком перекриття двох піддіапазонів. Ми визначаємо перекриття двох піддіапазонів як відстань від точки, в якій частотна характеристика фільтра діапазону високих частот падає до -20 дБ, до точки, в якій частотна характеристика фільтра діапазону низьких частот падає до -20 дБ. У різних прикладах гребінки фільтрів А110 і/або В120, це перекриття займає діапазон від близько 200 Гц до близько 1 кГц. Діапазон від близько 400 до близько 600 Гц може представляти бажаний компроміс між ефективністю кодування і сприйманою гладкістю. У одному конкретному прикладі, згаданому вище, перекриття складає близько 500 Гц. Може виявитися бажаним реалізувати гребінку фільтрів А112 і/або В122 для здійснення операцій, показаних на Фіг. 4а і 4b, у вигляді декількох каскадів. Наприклад, на Фіг. 4с показана блок-схема реалізації А114 гребінки фільтрів А112, яка здійснює функціональний еквівалент операцій високочастотної фільтрації і перетворення зі зниженням частоти дискретизації з використанням ряду операцій інтерполяції, повторної дискретизації, децимації і інших операцій. Така реалізація допускає спрощення конструювання і/або дозволяє скорочувати функціональні блоки логіки і/або коду. Наприклад, один і той же функціональний блок можна використати для здійснення операцій децимації до 14 кГц і децимації до 7 кГц, як показано на Фіг. 4с. Операцію обернення спектра можна реалізувати за допомогою множення сигналу на функцію ejnp або послідовність (-1)n, яка навперемінно приймає значення +1 і -1. Операцію формування спектра можна реалізувати за допомогою фільтра нижніх частот, здатного формувати сигнал для одержання потрібної загальної характеристики фільтра. Помітимо, що внаслідок операції обернення спектра, спектр сигналу S30 діапазону високих частот перевертається. Подальші операції в кодері і відповідному декодері можуть бути організовані відповідно. Наприклад, описаний тут генератор збудження A300 діапазону високих частот може бути здатний створювати сигнал збудження S120 діапазону високих частот, який також має спектрально обернену форму. На Фіг. 4d показана блок-схема реалізації В124 гребінки фільтрів В122, яка здійснює функціональний еквівалент операцій підвищення частоти дискретизації і високочастотної фільтрації з використанням ряду операцій інтерполяції, повторної 93677 20 дискретизації і інших операцій. Гребінка фільтрів В124 включає в себе операцію обернення спектра у верхньому діапазоні, яка обертає аналогічну операцію, здійснювану, наприклад, в гребінці фільтрів кодера, наприклад в гребінці фільтрів А114. У цьому конкретному прикладі, гребінка фільтрів В124 також включає в себе вузькосмугові режекторні фільтри в діапазоні високих і низьких частот, які ослаблюють складову сигналу на 7100 Гц, хоч такі фільтри є необов'язковими і не завжди входять до складу пристрою. Патентна заявка "SYSTEMS, METHODS, AND APPARATUS FOR SPEECH SIGNAL FILTERING", подана спільно з даною заявкою, зараз публікація US № 2007/0088558, включає в себе додатковий опис і фігури, що належать до характеристик елементів конкретних реалізацій гребінок фільтрів А110 і В120, і цей матеріал включений, таким чином, за допомогою посилання. Вузькосмуговий кодер А120 реалізований згідно з моделлю джерело-фільтр, яка передбачає кодування вхідного мовного сигналу у вигляді (А) набору параметрів, що описують фільтр, і (В) сигналу збудження, що вказує описаному фільтру створювати синтезоване відтворення вхідного мовного сигналу. На Фіг. 5а показаний приклад спектральної обвідної мовного сигналу. Піки, що характеризують цю спектральну обвідну, представляють резонанси мовного тракту і називаються формантами. Більшість мовних кодерів кодують щонайменше цю грубу спектральну структуру у вигляді набору параметрів, наприклад коефіцієнтів фільтра. На Фіг. 5b показаний приклад базової конфігурації джерело-фільтр, що застосовується для кодування спектральної обвідної вузькосмугового сигналу S20. Модуль аналізу обчислює набір параметрів, що характеризують фільтр, відповідний звуку мови протягом періоду часу (звичайно 20 мс). Відбілювальний фільтр (що також іменується аналізуючим фільтром або фільтром помилок прогнозування), настроєний згідно з цими параметрами фільтра, видаляє спектральну обвідну для вирівнювання спектральної характеристики сигналу. Одержаний відбілений сигнал (що також іменується залишком) має меншу енергію і, таким чином, меншу дисперсію, і легше піддається кодуванню, ніж вихідний мовний сигнал. Помилки, виникаючі при кодуванні залишкового сигналу, також можуть більш рівномірно розподілятися по спектру. Параметри фільтра і залишок звичайно квантуються для ефективної передачі по каналу. На декодері, синтезуючий фільтр, настроєний згідно з параметрами фільтра, збуджується сигналом, заснованим на залишку, для створення синтезованої версії вихідного звуку мови. Синтезуючий фільтр звичайно здатний мати передавальну функцію, зворотну передавальній функції відбілювального фільтра. На Фіг. 6 показана блок-схема базової реалізації А122 вузькосмугового кодера А120. У цьому прикладі, модуль аналізу 210 кодування з лінійним прогнозуванням (LPC) кодує спектральну обвідну вузькосмугового сигналу S20 у вигляді набору коефіцієнтів лінійного прогнозування (LP) (напри 21 клад, коефіцієнтів полюсного фільтра 1/A(z)). Модуль аналізу звичайно обробляє вхідний сигнал як ряд неперекривних кадрів, при цьому для кожного кадру обчислюється новий набір коефіцієнтів. Період кадру - це, в загальному випадку, період, протягом якого, сигнал, передбачувано, є локально стаціонарним; типовий період становить 20 мілісекунд (що еквівалентно 160 вибіркам при частоті дискретизації 8 кГц). У одному прикладі, модуль аналізу 210 LPC здатний обчислювати набір з десяти коефіцієнтів НЧ-фільтра для опису формантної структури кожного 20-мілісекундного кадру. Також можлива реалізація модуля аналізу, що обробляє вхідний сигнал як ряд перекривних кадрів. Модуль аналізу може бути здатний аналізувати вибірки кожного кадру напряму, або вибірки можуть спочатку зважуватися згідно з вирізувальною функцією (наприклад, вікном Хеммінга). Аналіз також може здійснюватися по вікну, що перевищує розмір кадру, наприклад 30-мілісекундному вікну. Це вікно може бути симетричним (наприклад, 5-20-5, включаючи в себе 5 мілісекунд безпосередньо до і після 20-мілісекундного кадру) або асиметричним (наприклад, 10-20, включаючи в себе останні 10 мілісекунд попереднього кадру). Модуль аналізу LPC звичайно здатний обчислювати коефіцієнти НЧ-фільтра з використанням рекурсивного методу Левінсона-Дурбіна або алгоритму Леру-Гегюна. У іншій реалізації модуль аналізу може бути здатний обчислювати набір коефіцієнтів косинусного перетворення Фур'є для кожного кадру замість набору коефіцієнтів НЧ-фільтра. Вихідну швидкість кодера А120 можна значно знижувати, з відносно невеликим впливом на якість відтворення, завдяки квантуванню параметрів фільтра. Коефіцієнти фільтра лінійного прогнозування важко ефективно квантувати, і їх звичайно відображають в інше представлення, наприклад лінійні спектральні пари (LSP) або лінійні спектральні частоти (LSF), для квантування і/або ентропійного кодування. У прикладі, наведеному на Фіг. 6, перетворення 220 коефіцієнтів LP-фільтра в LSF перетворює набір коефіцієнтів НЧ-фільтра у відповідний набір LSF. Інші взаємно-однозначні представлення коефіцієнтів НЧ-фільтра включають в себе коефіцієнти PARCOR; значення логарифмічного відношення площ; імітансні спектральні пари (ISP); і імітансні спектральні частоти (ISF), які використовуються в кодеку AMR-WB (Adaptive Multirate-Wideband) GSM (Глобальної системи мобільного зв'язку). Звичайно перетворення між набором коефіцієнтів НЧ-фільтра і відповідним набором LSFs оборотне, але варіанти здійснення також включають в себе реалізації кодера А120, в яких перетворення неможливо обернути без помилки. Квантувач 230 здатний квантувати набір вузькосмугових LSF (або інших представлень коефіцієнтів), і вузькосмуговий кодер А122 здатний виводити результат цього квантування у вигляді вузькосмугових параметрів фільтра S40. Такий квантувач звичайно включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний сигнал як індекс до 93677 22 відповідного векторного запису в таблиці або кодовій книзі. Згідно з Фіг. 6, вузькосмуговий кодер А122 також генерує залишковий сигнал, пропускаючи вузькосмуговий сигнал S20 через відбілювальний фільтр 260 (що також іменується аналізуючим фільтром або фільтром помилок прогнозування), настроєний згідно з набором коефіцієнтів фільтра. У цьому конкретному прикладі, відбілювальний фільтр 260 реалізований як FIR-фільтр, хоч можна також використовувати реалізації IIR. Цей залишковий сигнал звичайно містить важливу, з точки зору сприйняття, інформацію мовного кадру, наприклад довготривалу структуру, пов'язану з основним тоном, яка не представлена в вузькосмугових параметрах фільтра S40. Квантувач 270 здатний обчислювати квантоване представлення цього залишкового сигналу для виведення як кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50. Такий квантувач звичайно включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний сигнал як індекс до відповідного векторного запису в таблиці або кодовій книзі. Альтернативно, такий квантувач може бути здатний передавати один або декілька параметрів, з яких на декодері можна динамічно генерувати вектор, замість того, щоб витягувати його зі сховища, як в методі розрідженої кодової книги. Такий спосіб використовується в таких схемах кодування, як алгебраїчне CELP (лінійне прогнозування з кодовим збудженням), і таких кодеках, як 3GPP2 (Third Generation Partnership 2) EVRC (Enhanced Variable Rate Codec). Бажано, щоб вузькосмуговий кодер А120 генерував кодований вузькосмуговий сигнал збудження згідно з тими ж значеннями параметрів фільтра, які будуть доступні відповідному вузькосмуговому декодеру. Таким чином, результуючий кодований вузькосмуговий сигнал збудження вже може в деякій мірі відповідати за неідеальності в цих значеннях параметрів, наприклад помилки квантування. Відповідно, бажано настроїти відбілювальний фільтр з використанням тих же значень коефіцієнтів, які будуть доступні на декодері. У базовому прикладі кодера А122, показаному на Фіг. 6, зворотний квантувач 240 деквантує вузькосмугові параметри кодування S40, перетворення LSF в коефіцієнти LP-фільтра 250 відображає результуючі значення зворотно у відповідний набір коефіцієнтів НЧ-фільтра, і цей набір коефіцієнтів використовується для настроювання відбілювального фільтра 260 для генерації залишкового сигналу, який квантується квантувачем 270. Деякі реалізації вузькосмугового кодера А120 здатні обчислювати кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 шляхом ідентифікації одного з набору векторів кодової книги, який краще за всіх співпадає із залишковим сигналом. Однак помітимо, що цей вузькосмуговий кодер А120 також можна реалізувати для обчислення квантованого представлення залишкового сигналу без фактичної генерації залишкового сигналу. Наприклад, вузькосмуговий кодер А120 може бути здатний використовувати деяку кількість векторів кодової книги для генерації відповідних синтезованих сигналів (наприклад, згідно з поточним набором па 23 раметрів фільтра), і вибирати вектор кодової книги, пов'язаний з генерованим сигналом, який краще за всіх співпадає з вихідним вузькосмуговим сигналом S20 в перцептивно зваженій області. На Фіг. 7 показана блок-схема реалізації В112 вузькосмугового декодера B110. Зворотний квантувач 310 деквантує вузькосмугові параметри фільтра S40 (в цьому випадку, в набір LSF), і перетворення LSF в коефіцієнти LP-фільтра 320 перетворює LSF в набір коефіцієнтів фільтра (наприклад, як описано вище з посиланням на зворотний квантувач 240 і перетворення 250 вузькосмугового кодера А122). Зворотний квантувач 340 деквантує кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 для створення вузькосмугового сигналу збудження S80. На основі коефіцієнтів фільтра і вузькосмугового сигналу збудження S80, вузькосмуговий синтезуючий фільтр 330 синтезує вузькосмуговий сигнал S90. Іншими словами, вузькосмуговий синтезуючий фільтр 330 здатний формувати спектр вузькосмугового сигналу збудження S80 згідно з десантованими коефіцієнтами фільтра для створення вузькосмугового сигналу S90. Вузькосмуговий декодер В112 також видає вузькосмуговий сигнал збудження S80 на кодер А200 діапазону високих частот, який використовує його для описаного тут виведення сигналу збудження S120 діапазону високих частот. У деяких реалізаціях, описаних нижче, вузькосмуговий декодер B110 може бути здатний видавати на декодер В200 діапазону високих частот додаткову інформацію, пов'язану з вузькосмуговим сигналом, наприклад нахил спектра, коефіцієнт посилення і інтервал основного тону, і мовний режим. Система вузькосмугового кодера А122 і вузькосмугового декодера В112 є основним прикладом мовного кодеку на основі аналізу через синтез. Кодування на основі лінійного прогнозування з кодовим збудженням (CELP) є одним популярним сімейством методів кодування на основі аналізу за допомогою синтезу, і реалізації таких кодерів можуть здійснювати кодування на основі форми сигналу залишку, в тому числі операції вибору записів з фіксованої і адаптивної кодових книг, операції мінімізації помилок і/або операції перцептивного зважування. Інші реалізації кодування на основі аналізу за допомогою синтезу включають в себе кодування на основі лінійного прогнозування зі змішаним збудженням (MELP), алгебраїчного CELP (ACELP), релаксаційного CELP (RCELP), регулярного імпульсного збудження (RPE), багатоімпульсного CELP (МРЕ) і лінійного прогнозування із збудженням векторною сумою (VSELP). Родинні способи кодування включають в себе кодування на основі багатосмугового збудження (МВЕ) і інтерполяції форми сигналу-прототипу (PWI). Приклади стандартних мовних кодеків на основі аналізу через синтез включають в себе повношвидкісний кодек ETSI (European Telecommunications Standards Institute)-GSM (GSM 06.10), який використовує лінійне прогнозування із збудженням залишковим сигналом (RELP); вдосконалений повношвидкісний кодек GSM (ETSI-GSM 06.60); стандартний кодер зі швидкістю 11,8 кбіт/с згідно з ITU (International Telecommunication Union) G.729 93677 24 Додаток Ε; кодеки IS (Interim Standard)-641 для IS136 (схема множинного доступу з кодовим розділенням); адаптивні багатошвидкісні кодеки GSM (GSM-AMR); і кодек 4GV (Fourth-Generation Vocoder) (QUALCOMM Incorporated, Сан-Дієго, Каліфорнія). Вузькосмуговий кодер А120 і відповідний декодер B110 можна реалізувати згідно з будь-якою з цих технологій або будь-якою іншою технологією мовного кодування (відомою або перспективною), яка представляє мовний сигнал у вигляді (А) набору параметрів, які описують фільтр, і (В) сигналу збудження, що використовується для вказівки описаному фільтру відтворювати мовний сигнал. Навіть після того, як відбілювальний фільтр видалить грубу спектральну обвідну з вузькосмугового сигналу S20, може залишатися помітний об'єм тонкої гармонічної структури, особливо для вокалізованої мови. На Фіг. 8а показаний графік спектра одного прикладу залишкового сигналу, який може бути створений відбілювальним фільтром, для вокалізованого сигналу, наприклад голосного звуку. Періодична структура, що спостерігається в цьому прикладі, належить до основного тону, і інші вокалізовані звуки, вимовні тим же диктором, можуть мати різні формантні структури, але аналогічні структури основного тону. На Фіг. 8b показаний графік залежності амплітуди від часу в одному прикладі такого залишкового сигналу, де показана послідовність імпульсів основного тону у часі. Ефективність кодування і/або якість мови можна підвищити з використанням одного або декількох значень параметра для кодування характеристик структури основного тону. Однією важливою характеристикою структури основного тону є частота першої гармоніки (що також іменується основною частотою), яка звичайно знаходиться в діапазоні від 60 до 400 Гц. Ця характеристика звичайно кодується як величина, зворотна основній частоті, що також іменується інтервалом основного тону. Інтервал основного тону вказує кількість вибірок в одному періоді основного тону і може кодуватися як один або декілька індексів кодової книги. Для мовних сигналів дикторівчоловіків характерні більш тривалі інтервали основного тону, ніж мовні сигнали дикторів-жінок. Іншою характеристикою сигналу, пов'язаною зі структурою основного тону, є періодичність, яка вказує інтенсивність гармонічної структури або, іншими словами, міру гармонічності або негармонічності сигналу. Двома типовими ознаками періодичності є проходження через нуль і нормовані автокореляційні функції (NACF). Про періодичність також може свідчити коефіцієнт посилення основного тону, який звичайно кодується як коефіцієнт посилення кодової книги (наприклад, квантований коефіцієнт посилення адаптивної кодової книги). Вузькосмуговий кодер А120 може включати в себе один або декілька модулів, здатних кодувати довготривалу гармонічну структуру вузькосмугового сигналу S20. Згідно з Фіг. 9, одна типова структура CELP, яку можна використовувати, включає в себе модуль аналізу LPC з відкритим циклом, який кодує короткострокові характеристики або грубу 25 спектральну обвідну, після якого іде каскад аналізу довгострокового прогнозування із замкненим циклом, який кодує тонку структуру основного тону або гармонік. Короткострокові характеристики кодуються як коефіцієнти фільтра, і довгострокові характеристики кодуються як значення параметрів, наприклад інтервал основного тону і коефіцієнт посилення основного тону. Наприклад, вузькосмуговий кодер А120 може бути здатний виводити кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 в формі, яка включає в себе один або декілька індексів кодової книги (наприклад, індекс фіксованої кодової книги і індекс адаптивної кодової книги) і відповідні значення коефіцієнта посилення. Обчислення цього квантованого представлення вузькосмугового залишкового сигналу (наприклад, квантувачем 270) може включати в себе вибір таких індексів і обчислення таких значень. Кодування структури основного тону також може включати в себе інтерполяцію форми сигналу-прототипу основного тону, ця операція може включати в себе обчислення різниці між послідовними імпульсами основного тону. Моделювання довготривалої структури можна блокувати для кадрів, відповідних невокалізованій мові, яка звичайно шумоподібна і неструктурована. Реалізація вузькосмугового декодера B110 згідно зі структурою, показаною на Фіг. 9, може бути здатна видавати вузькосмуговий сигнал збудження S80 на декодер В200 діапазону високих частот після відновлення довготривалої структури (основного тону або гармонічної структури). Наприклад, такий декодер може бути здатний виводити вузькосмуговий сигнал збудження S80 як деквантовану версію кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50. Звичайно, можна також реалізувати вузькосмуговий декодер B110, щоб декодер В200 діапазону високих частот здійснював деквантування кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50 для одержання вузькосмугового сигналу збудження S80. У реалізації широкосмугового мовного кодера А100 згідно зі схемою, показаною на Фіг. 9, кодер А200 діапазону високих частот може бути здатний приймати вузькосмуговий сигнал збудження, що створюється короткостроковим аналізом або відбілювальним фільтром. Іншими словами, вузькосмуговий кодер А120 може бути здатний видавати вузькосмуговий сигнал збудження на кодер А200 діапазону високих частот до кодування довготривалої структури. Однак бажано, щоб кодер А200 діапазону високих частот приймав з вузькосмугового каналу ту ж інформацію кодування, яку буде приймати декодер В200 діапазону високих частот, так що параметри кодування, сформовані кодером А200 діапазону високих частот, вже можуть в деякій мірі відповідати за неідеальності в цій інформації. Таким чином, може бути переважно, щоб кодер А200 діапазону високих частот реконструював вузькосмуговий сигнал збудження S80 з того ж параметризованого і/або квантованого кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50, який виводиться широкосмуговим мовним кодером А100. Одна потенційна перевага такого підходу полягає в більш точному обчисленні коефіцієнтів посилен 93677 26 ня S60b діапазону високих частот, описаному нижче. Крім параметрів, що характеризують короткочасну і/або довготривалу структуру вузькосмугового сигналу S20, вузькосмуговий кодер А120 може створювати значення параметрів, які належать до інших характеристик вузькосмугового сигналу S20. Ці значення, які можуть бути відповідним чином квантовані для виведення широкосмуговим мовним кодером А100, можна включати у вузькосмугові параметри фільтра S40 або виводити окремо. Кодер А200 діапазону високих частот також може бути здатний обчислювати параметри кодування S60 діапазону високих частот згідно з одним або декількома з цих додаткових параметрів (наприклад, після деквантування). На широкосмуговому мовному декодері В100, декодер В200 діапазону високих частот може бути здатний приймати значення параметра через вузькосмуговий декодер B110 (наприклад, після деквантування). Альтернативно, декодер В200 діапазону високих частот може бути здатний приймати (і, можливо, деквантувати) значення параметра напряму. У одному прикладі додаткових вузькосмугових параметрів кодування, вузькосмуговий кодер А120 створює значення нахилу спектра і параметрів мовного режиму для кожного кадру. Нахил спектра пов'язаний з формою спектральної обвідної по смузі пропускання і звичайно представлений квантованим першим коефіцієнтом відображення. Для більшості вокалізованих звуків, спектральна енергія знижується із збільшенням частоти, так що перший коефіцієнт відображення негативний і може досягати -1. Більшість невокалізованих звуків мають спектр, який є або плоским, внаслідок чого перший коефіцієнт відображення близький до нуля, або має більше енергії на високих частотах, внаслідок чого перший коефіцієнт відображення позитивний і може досягати +1. Мовний режим (що також іменується режимом вокалізації) вказує, чи представляє поточний кадр вокалізовану або невокалізовану мову. Цей параметр може мати двійкове значення, засноване на одному або декількох показниках періодичності (наприклад, проходженнях через нуль, NACF, коефіцієнті посилення основного тону) і/або мовній активності для кадру, наприклад співвідношенні між таким показником і пороговим значенням. У інших реалізаціях, параметр мовного режиму має один або декілька інших станів для вказівки таких режимів, як мовчання або фоновий шум, або перехід між мовчанням і вокалізованою мовою. Кодер А200 діапазону високих частот здатний кодувати сигнал S30 діапазону високих частот згідно з моделлю джерело-фільтр, причому збудження для цього фільтра базується на кодованому вузькосмугового сигналу збудження. На Фіг. 10 показана блок-схема реалізації А202 кодера А200 діапазону високих частот, який здатний створювати потік параметрів кодування S60 діапазону високих частот, що включають в себе параметри фільтра S60a діапазону високих частот і коефіцієнти посилення S60b діапазону високих частот. Генератор збудження А300 діапазону високих частот виводить сигнал збудження S120 діапазону висо 27 ких частот з кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50. Модуль аналізу А210 формує набір значень параметра, що характеризують спектральну обвідну сигналу S30 діапазону високих частот. У цьому конкретному прикладі, модуль аналізу А210 здатний здійснювати аналіз LPC для формування набору коефіцієнтів НЧ-фільтра для кожного кадру сигналу S30 діапазону високих частот. Перетворення 410 коефіцієнтів фільтра лінійного прогнозування в LSF перетворює набір коефіцієнтів НЧ-фільтра у відповідний набір LSF. Як відмічено вище з посиланням на модуль аналізу 210 і перетворення 220, модуль аналізу А210 і/або перетворення 410 можуть бути здатні використовувати інші набори коефіцієнтів (наприклад, коефіцієнтів косинусного перетворення Фур'є) і/або представлень коефіцієнтів (наприклад, ISP). Квантувач 420 здатний квантувати набір LSF діапазону високих частот (або іншого представлення коефіцієнтів, наприклад ISP), і кодер А202 діапазону високих частот здатний виводити результат цього квантування у вигляді параметрів фільтра S60a діапазону високих частот. Такий квантувач звичайно включає в себе векторний квантувач, який кодує вхідний сигнал як індекс до відповідного векторного запису в таблиці або кодовій книзі. Кодер А202 діапазону високих частот також включає в себе синтезуючий фільтр А220, здатний формувати синтезований сигнал S130 діапазону високих частот згідно з сигналом збудження S120 діапазону високих частот і кодованою спектральною обвідною (наприклад, набором коефіцієнтів НЧ-фільтра), створеною модулем аналізу А210. Синтезуючий фільтр А220 звичайно реалізований у вигляді IIR-фільтра, хоч можна використовувати також реалізації FIR. У конкретному прикладі, синтезуючий фільтр А220 реалізований у вигляді лінійного авторегресивного фільтра шостого порядку. Калькулятор А230 коефіцієнта посилення діапазону високих частот обчислює одну або декілька різниць між рівнями вихідного сигналу S30 діапазону високих частот і синтезованого сигналу S130 діапазону високих частот для завдавання обвідної посилення для кадру. Квантувач 430, який можна реалізувати як векторний квантувач, який кодує вхідний сигнал як індекс до відповідного векторного запису в таблиці або кодовій книзі, квантує значення або значення, що задає/ють обвідну посилення, і кодер А202 діапазону високих частот здатний виводити результат цього квантування як коефіцієнти посилення S60b діапазону високих частот. У реалізації, показаній на Фіг. 10, синтезуючий фільтр А220 здатний приймати коефіцієнти фільтра від модуля аналізу А210. Альтернативна реалізація кодера А202 діапазону високих частот включає в себе зворотний квантувач і зворотне перетворення, здатні декодувати коефіцієнти фільтра з параметрів фільтра S60a діапазону високих частот, і, в цьому випадку, синтезуючий фільтр А220 повинен, замість цього, приймати декодований коефіцієнти фільтра. Така альтернативна конфігурація може підтримувати більш точне об 93677 28 числення обвідної посилення калькулятором А230 коефіцієнта посилення діапазону високих частот. У одному конкретному прикладі, модуль аналізу А210 і калькулятор А230 коефіцієнта посилення діапазону високих частот виводять набір з шести LSF і набір п'яти значень коефіцієнта посилення на кадр, відповідно, що дозволяє добитися широкосмугового розширення вузькосмугового сигналу S20 за допомогою тільки одинадцяти додаткових значень на кадр. Вухо менш чутливе до частотних спотворень на високих частотах, завдяки чому кодування в діапазоні високих частот при низькому порядку LPC може створювати сигнал, що має сприйману якість, сумісну з вузькосмуговим кодуванням на більш високому порядку LPC. Типова реалізація кодера А200 діапазону високих частот може бути здатна виводити від 8 до 12 бітів на кадр для високоякісної реконструкції спектральної обвідної і ще від 8 до 12 бітів на кадр для високоякісної реконструкції часової обвідної. У іншому конкретному прикладі, модуль аналізу А210 виводить набір з восьми LSF на кадр. Деякі реалізації кодера А200 діапазону високих частот здатні створювати сигнал збудження S120 діапазону високих частот, генеруючи випадковий шумовий сигнал, що має частотні складові діапазону високих частот і модулюючи по амплітуді шумовий сигнал згідно з обвідною у часовому вимірюванні вузькосмугового сигналу S20, вузькосмугового сигналу збудження S80 або сигналу S30 діапазону високих частот. Однак, хоч такий шумовий спосіб може давати адекватні результати для невокалізованих звуків, його застосування може виявитися небажаним для вокалізованих звуків, залишки яких звичайно є гармонічними і, отже, мають деяку періодичну структуру. Генератор збудження A300 діапазону високих частот здатний генерувати сигнал збудження S120 діапазону високих частот, розширюючи спектр вузькосмугового сигналу збудження S80 на частотний діапазон діапазону високих частот. На Фіг. 11 показана блок-схема реалізації А302 генератора збудження А300 діапазону високих частот. Зворотний квантувач 450 здатний деквантувати кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50 для створення вузькосмугового сигналу збудження S80. Розширювач спектра А400 здатний створювати гармонічно розширений сигнал S160 на основі вузькосмугового сигналу збудження S80. Об'єднувач 470 здатний об'єднувати випадковий шумовий сигнал, що генерується генератором 480 шуму, і обвідну у часовому вимірюванні, що обчисляється калькулятором 460 обвідної для створення модульованого шумового сигналу S170. Об'єднувач 490 здатний змішувати гармонічно розширений сигнал S160 і модульований шумовий сигнал S170 для створення сигналу збудження S120 діапазону високих частот. У одному прикладі, розширювач спектра А400 здатний здійснювати операцію спектрального накладання (що також іменується дзеркальним відображенням) на вузькосмуговому сигналі збудження S80 для створення гармонічно розширеного сигналу S160. Спектральне накладання може здійснюватися шляхом заповнення нулями сигналу 29 збудження S80 з подальшим застосуванням фільтра верхніх частот для збереження перешкоди дискретизації. У іншому прикладі, розширювач спектра А400 здатний створювати гармонічно розширений сигнал S160 шляхом перенесення спектра вузькосмугового сигналу збудження S80 у верхній діапазон (наприклад, шляхом підвищення частоти дискретизації з подальшим множенням на косинусоїдальний сигнал постійної частоти). Способи спектрального накладання і перенесення можуть створювати спектрально розширені сигнали, гармонічна структура яких має порушення безперервності з вихідною гармонічною структурою вузькосмугового сигналу збудження S80 по фазі і/або частоті. Наприклад, такі способи можуть створювати сигнали, піки яких, в загальному випадку, не відповідають кратним основної частоти, що може викликати спотворення з металевим призвуком в реконструйованому мовному сигналі. Цим способам також властиво створювати високочастотні гармоніки, що мають неприродно сильні тональні характеристики. Крім того,оскільки сигнали PSTN допускають дискретизацію на 8 кГц, але обмежені по смузі частотою 3400 Гц, верхній спектр вузькосмугового сигналу збудження S80 може містити мало або зовсім не містити енергії, внаслідок чого розширений сигнал, що генерується згідно з операцією спектрального накладання або спектрального перенесення, може мати спектральний провал на частотах вище 3400 Гц. Інші способи генерації гармонічно розширеного сигналу S160 включають в себе ідентифікацію однієї або декількох основних частот вузькосмугового сигналу збудження S80 і генерацію гармонічних тонів згідно з цією інформацією. Наприклад, гармонічна структура сигналу збудження може характеризуватися основною частотою спільно з інформацією амплітуди і фази. Інша реалізація генератора збудження A300 діапазону високих частот генерує гармонічно розширений сигнал S160 на основі основної частоти і амплітуди (вказаної, наприклад, інтервалом основного тону і коефіцієнтом посилення основного тону). Однак, якщо гармонічно розширений сигнал не когерентний по фазі з вузькосмуговим сигналом збудження S80, якість результуючої декодованої мови може бути неприйнятною. Нелінійну функцію можна використовувати для створення сигналу збудження діапазону високих частот, який когерентний по фазі з вузькосмуговим збудженням і зберігає гармонічну структуру без розриву по фазі. Нелінійна функція може також забезпечувати підвищений рівень шуму між високочастотними гармоніками, що забезпечує більш природне звучання, ніж тональні високочастотні гармоніки, що створюються, наприклад, способами спектрального накладання і спектрального перенесення. Типові нелінійні функції без запам'ятовування, які можуть застосовуватися в різних реалізаціях розширювача спектра А400, включають в себе функцію абсолютного значення (що також іменується двохнапівперіодним випрямленням), однонапівперіодне випрямлення, піднесення в квадрат, піднесення в куб і відсікання. Інші реалізації розширювача спектра А400 можуть бути зда 93677 30 тні застосовувати нелінійну функцію із запам'ятовуванням. На Фіг. 12 показана блок-схема реалізації А402 розширювача спектра А400, який здатний застосовувати нелінійну функцію для розширення спектра вузькосмугового сигналу збудження S80. Блок 510 підвищення частоти дискретизації здатний перетворювати з підвищенням частоти дискретизації вузькосмуговий сигнал збудження S80. Може виявитися бажано перетворювати сигнал з достатнім підвищенням частоти дискретизації для мінімізації перешкоди дискретизації після застосування нелінійної функції. У одному конкретному прикладі, блок підвищення частоти дискретизації 510 перетворює з підвищенням частоти дискретизації сигнал з коефіцієнтом вісім. Блок підвищення частоти дискретизації 510 може бути здатний здійснювати операцію підвищення частоти дискретизації шляхом вставлення нулів у вхідний сигнал і низькочастотної фільтрації результату. Калькулятор 520 нелінійної функції здатний застосовувати нелінійну функцію до сигналу, перетвореного з підвищенням частоти дискретизації. Одна потенційна перевага функції абсолютного значення над іншими нелінійними функціями для розширення спектра, наприклад квадратичною функцією, полягає у відсутності необхідності в нормалізації енергії. У деяких реалізаціях, функцію абсолютного значення можна ефективно застосовувати, відкидаючи або очищаючи знаковий біт кожної вибірки. Калькулятор 520 нелінійної функції також може бути здатний здійснювати амплітудну трансформацію перетвореного з підвищенням частоти дискретизації або спектрально розширеного сигналу. Блок 530 зниження частоти дискретизації здатний перетворювати зі зниженням частоти дискретизації спектрально розширений результат застосування нелінійної функції. Може виявитися бажаним, щоб блок 530 зниження частоти дискретизації здійснював операцію смугової фільтрації для вибору потрібної смуги частот спектрально розширеного сигналу до зниження частоти дискретизації (наприклад, для зниження або усунення підміни або пошкодження непотрібним зображенням). Також може бути бажано, щоб блок 530 зниження частоти дискретизації знижував частоту дискретизації більше ніж в один етап. На Фіг. 12а показана діаграма спектрів сигналу в різних точках в одному прикладі операції розширення спектра, де масштаб частоти однаковий для різних графіків. Графік (а) демонструє спектр одного прикладу вузькосмугового сигналу збудження S80. Графік (b) демонструє спектр після підвищення частоти дискретизації сигналу S80 з коефіцієнтом вісім. Графік (с) демонструє приклад розширеного спектра після застосування нелінійної функції. Графік (d) демонструє спектр після низькочастотної фільтрації. У цьому прикладі, смуга пропускання доходить до верхньої частотної границі сигналу S30 діапазону високих частот (наприклад, 7 кГц або 8 кГц). Графік (e) демонструє спектр після першого етапу перетворення зі зниженням частоти дискретизації, на якому частота дискретизації знижується з коефіцієнтом чотири для одержання широкосму 31 гового сигналу. Графік (f) демонструє спектр після операції високочастотної фільтрації для вибору частини розширеного сигналу діапазону високих частот, і графік (g) демонструє спектр після другого етапу перетворення зі зниженням частоти дискретизації, на якому частота дискретизації знижується з коефіцієнтом два. У одному конкретному прикладі, блок 530 зниження частоти дискретизації здійснює високочастотну фільтрацію і другий етап перетворення зі зниженням частоти дискретизації, пропускаючи широкосмуговий сигнал через фільтр 130 верхніх частот і блок 140 зниження частоти дискретизації гребінки фільтрів А112 (або інші структури або процедури, що мають таку ж характеристику) для створення спектрально розширеного сигналу, що має частотний діапазон і частоту дискретизації сигналу S30 діапазону високих частот. З графіка (g) видно, що перетворення зі зниженням частоти дискретизації високочастотного сигналу, показаного на графіку (f), приводить до обернення його спектра. У цьому прикладі, блок 530 зниження частоти дискретизації також здатний здійснювати операцію обернення спектра на сигналі. Графік (h) демонструє результат застосування операції обернення спектра, яка може здійснюватися за допомогою множення сигналу на функцію ejn або послідовність (-1)n, яка навперемінно приймає значення +1 і -1. Така операція еквівалентна зсуву цифрового спектра сигналу в частотному вимірюванні на відстань . Помітимо, що такий же результат можна одержати, застосовуючи операції перетворення зі зниженням частоти дискретизації і обернення спектра в іншому порядку. Операції підвищення частоти дискретизації і/або перетворення зі зниженням частоти дискретизації також можуть бути здатні включати в себе повторну дискретизацію для одержання спектрально розширеного сигналу, що має частоту дискретизації сигналу S30 діапазону високих частот (наприклад, 7 кГц). Як відмічено вище, гребінки фільтрів А110 і В120 можна реалізувати так, що один або обидва з вузькосмугового і сигналів S20, S30 діапазону високих частот, що мають спектрально обернену форму на виході гребінки фільтрів А110, буде кодуватися і декодуватися в спектрально оберненій формі, і знов піддаватися оберненню спектра на гребінці фільтрів В120 до виведення в широкосмуговий мовний сигнал S110. У такому випадку, звичайно, операція обернення спектра, показана на Фіг. 12а, буде не потрібна, що було б бажано для того, щоб сигнал збудження S120 діапазону високих частот також мав спектрально обернену форму. Різні задачі підвищення частоти дискретизації і перетворення зі зниженням частоти дискретизації операції розширення спектра, здійснюваної розширювачем спектра А402, можна конфігурувати по-різному. Наприклад, на Фіг. 12b показана діаграма спектрів сигналу в різних точках в іншому прикладі операції розширення спектра, де масштаб частоти однаковий для різних графіків. Графік (а) демонструє спектр одного прикладу вузькосмугового сигналу збудження S80. Графік (b) демон 93677 32 струє спектр після підвищення частоти дискретизації сигналу S80 з коефіцієнтом два. Графік (с) демонструє приклад розширеного спектра після застосування нелінійної функції. У цьому випадку, перешкода дискретизації, яка може виникати на більш високих частотах, прийнятна. Графік (d) демонструє спектр після операції обернення спектра. Графік (e) демонструє спектр після одного етапу перетворення зі зниженням частоти дискретизації, на якому частота дискретизації знижується з коефіцієнтом два для одержання потрібного спектрально розширеного сигналу. У цьому прикладі, сигнал знаходиться в спектрально оберненій формі і його можна використовувати в реалізації кодера А200 діапазону високих частот, який обробляв сигнал S30 діапазону високих частот в такій формі. Спектрально розширений сигнал, створений калькулятором 520 нелінійної функції, з великою імовірністю має яскраво виражений спад амплітуди із зростанням частоти. Розширювач спектра А402 включає в себе вирівнювач спектра 540, здатний здійснювати операцію відбілювання на сигналі, перетвореному зі зниженням частоти дискретизації. Вирівнювач спектра 540 може бути здатний здійснювати операція фіксованого відбілювання або здійснювати операцію адаптивного відбілювання. У конкретному прикладі адаптивного відбілювання, вирівнювач спектра 540 включає в себе модуль аналізу LPC, здатний обчислювати набір з чотирьох коефіцієнтів фільтра з сигналу, перетвореного зі зниженням частоти дискретизації, і аналізуючий фільтр четвертого порядку, здатний відбілювати сигнал згідно з цими коефіцієнтами. Інші реалізації розширювача спектра А400 включають в себе конфігурації, в яких вирівнювач спектра 540 обробляє спектрально розширений сигнал до блока 530 зниження частоти дискретизації. Генератор збудження A300 діапазону високих частот можна реалізувати для виведення гармонічно розширеного сигналу S160 як сигнал збудження S120 діапазону високих частот. Однак, в ряді випадків, використання тільки гармонічно розширеного сигналу як збудження діапазону високих частот може приводити до чутних спотворень. Гармонічна структура мови, в загальному випадку, менш яскраво виражена у верхньому діапазоні, ніж в нижньому діапазоні, і використання дуже гармонічної структури в сигналі збудження діапазону високих частот може приводити до вибухового звуку. Це спотворення може бути особливо помітним в мовних сигналах дикторів-жінок. Варіанти здійснення включають в себе реалізації генератора збудження A300 діапазону високих частот, які здатні змішувати гармонічно розширений сигнал S160 з шумовим сигналом. Згідно з Фіг. 11, генератор збудження А302 діапазону високих частот включає в себе генератор шуму 480, який здатний створювати випадковий шумовий сигнал. У одному прикладі, генератор шуму 480 здатний створювати білий псевдовипадковий шумовий сигнал з одиничною дисперсією, хоч, в інших реалізаціях, шумовий сигнал не зобов'язаний бути білим і може мати щільність потужності, що 33 93677 змінюється з частотою. Може виявитися бажаним, щоб генератор шуму 480 був здатний виводити шумовий сигнал як детермінований функцію, щоб його стан можна було дублювати на декодері. Наприклад, генератор шуму 480 може бути здатний виводити шумовий сигнал як детерміновану функцію інформації, закодованої раніше в тому ж кадрі, наприклад вузькосмугові параметри фільтра S40 і/або кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50. До змішування з гармонічно розширеним сигналом S160, випадковий шумовий сигнал, створений генератором шуму 480, можна модулювати по амплітуді, щоб він мав обвідну у часовому вимірюванні, яка апроксимує розподіл енергії за часом вузькосмугового сигналу S20, сигналу S30 діапазону високих частот, вузькосмугового сигналу збудження S80, або гармонічно розширеного сигналу S160. Згідно з Фіг. 11, генератор збудження A302 діапазону високих частот включає в себе об'єднувач 470, здатний модулювати по амплітуді шумовий сигнал, що створюється генератором шуму 480, згідно з обвідною у часовому вимірюванні, обчисленою калькулятором обвідної 460. Наприклад, об'єднувач 470 можна реалізувати у вигляді помножувача, здатного масштабувати вихідний сигнал генератора шуму 480 згідно з обвідною у часовому вимірюванні, обчисленою калькулятором обвідної 460, для створення модульованого шумового сигналу S170. У реалізації A304 генератора збудження A302 діапазону високих частот, показаній в блок-схемі, зображеній на Фіг. 13, калькулятор обвідної 460 здатний обчислювати обвідну гармонічно розширеного сигналу S160. У реалізації А306 генератора збудження A302 діапазону високих частот, показаній в блок-схемі, зображеній на Фіг. 14, калькулятор обвідної 460 здатний обчислювати обвідну вузькосмугового сигналу збудження S80. Інші реалізації генератора збудження A302 діапазону високих частот, так чи інакше, можуть бути здатні додавати шум до гармонічно розширеного сигналу S160 відповідно до положень вузькосмугових імпульсів основного тону у часі. Калькулятор обвідної 460 може бути здатний здійснювати обчислення обвідної як задачу, яка включає в себе ряд підзадач. На Фіг. 15 показана логічна блок-схема прикладу Т100 такої задачі. Підзадача T110 обчислює квадрат кожної вибірки кадру сигналу, обвідну якої треба моделювати (наприклад, вузькосмугового сигналу збудження S80 або гармонічно розширеного сигналу S160), для створення послідовності квадратів значень. Підзадача Τ120 здійснює операцію згладжування на послідовності квадратів значень. У одному прикладі, підзадача Τ120 застосовує IIR-фільтр нижніх частот першого порядку до послідовності згідно з виразом: у(n)=ах(n)+(1-а)у(n-1) (1) де x - вхідний сигнал фільтра, у - вихідний сигнал фільтра, n - індекс у часовому вимірюванні, і а - коефіцієнт згладжування, що має значення між 0,5 і 1. Значення коефіцієнта згладжування а може 34 бути фіксованим або, в альтернативній реалізації, адаптивним згідно з вказівкою шуму у вхідному сигналі, внаслідок чого а виявляється ближче до 1 за відсутності шуму і ближче до 0,5 при наявності шуму. Підзадача T130 застосовує функцію квадратного кореня до кожної вибірки згладженої послідовності для створення обвідної у часовому вимірюванні. Така реалізація калькулятора обвідної 460 може бути здатна здійснювати різні підзадачі задачі T100 послідовно і/або паралельно. У інших реалізаціях задачі Т100, підзадачі T110 може передувати операція смугової фільтрації, здатна вибирати потрібну частотну частину сигналу, обвідну якого треба моделювати, наприклад діапазон 3-4 кГц. Об'єднувач 490 здатний змішувати гармонічно розширений сигнал S160 і модульований шумовий сигнал S170 для створення сигналу збудження S120 діапазону високих частот. Реалізації об'єднувача 490 можуть бути здатні, наприклад, обчислювати сигнал збудження S120 діапазону високих частот як суму гармонічно розширеного сигналу S160 і модульованого шумового сигналу S170. Така реалізація об'єднувача 490 може бути здатна обчислювати сигнал збудження S120 діапазону високих частот як зважену суму із застосуванням вагового коефіцієнта до гармонічно розширеного сигналу S160 і/або до модульованого шумовому сигналу S170 для підсумовування. Кожний такий ваговий коефіцієнт можна обчислювати згідно з одним або декількома критеріями, і він може мати фіксоване значення або, альтернативно, адаптивне значення, що обчислюється для кожного кадру або підкадру. На Фіг. 16 показана блок-схема реалізації 492 об'єднувача 490, який здатний обчислювати сигнал збудження S120 діапазону високих частот у вигляді зваженої суми гармонічно розширеного сигналу S160 і модульованого шумового сигналу S170. Об'єднувач 492 здатний зважувати гармонічно розширений сигнал S160 згідно з ваговим коефіцієнтом гармонічного сигналу S180, зважувати модульований шумовий сигнал S170 згідно з ваговим коефіцієнтом шуму S190 і виводити сигнал збудження S120 діапазону високих частот як суму зважених сигналів. У цьому прикладі, об'єднувач 492 включає в себе калькулятор 550 вагових коефіцієнтів, який здатний обчислювати ваговий коефіцієнт гармонічного сигналу S180 і ваговий коефіцієнт шуму S190. Калькулятор 550 вагових коефіцієнтів може бути здатний обчислювати вагові коефіцієнти S180 і S190 згідно з потрібним відношенням гармонічного контенту до шумовому контенту в сигналі збудження S120 діапазону високих частот. Наприклад, може виявитися бажаним, щоб об'єднувач 492 створював сигнал збудження S120 діапазону високих частот, що має відношення енергії гармонік до енергії шуму, близьке до відповідного відношення в сигналі S30 діапазону високих частот. У деяких реалізаціях калькулятора 550 вагових коефіцієнтів, вагові коефіцієнти S180, S190 обчислюються згідно з одним або декількома параметрами, пов'язаними з періодичністю вузькосмугового 35 сигналу S20 або вузькосмугового залишкового сигналу, наприклад коефіцієнтом посилення основного тону і/або мовному режиму. Така реалізація калькулятора 550 вагових коефіцієнтів може бути здатна, наприклад, надавати ваговому коефіцієнту гармонічного сигналу S180 значення, пропорційне коефіцієнту посилення основного тону і/або надавати ваговому коефіцієнту шуму S190 для невокалізованих мовних сигналів більш високе значення, ніж для вокалізованих мовних сигналів. У інших реалізаціях, калькулятор 550 вагових коефіцієнтів здатний обчислювати значення вагового коефіцієнта гармонічного сигналу S180 і/або вагового коефіцієнта шуму S190 згідно з показником періодичності сигналу S30 діапазону високих частот. У одному такому прикладі, калькулятор вагових коефіцієнтів 550 обчислює ваговий коефіцієнт гармонічного сигналу S180 як максимальне значення коефіцієнта автокореляції сигналу S30 діапазону високих частот для поточного кадру або підкадру, де автокореляція здійснюється по діапазону пошуку, який включає в себе затримку в один інтервал основного тону і не включає в себе затримку в нуль вибірок. На Фіг. 17 показаний приклад такого діапазону пошуку довжиною в n вибірок, центр якого відповідає затримці в один інтервал основного тону і ширина якого не перевищує один інтервал основного тону. На Фіг. 17 також показаний приклад іншого підходу, згідно з яким калькулятор 550 вагових коефіцієнтів обчислює показник періодичності сигналу S30 діапазону високих частот в декілька етапів. На першому етапі, поточний кадр ділиться на деяку кількість підкадрів, і затримка, при якій коефіцієнт автокореляції досягає максимуму, визначається окремо для кожного підкадру. Як відмічено вище, автокореляція здійснюється в діапазоні пошуку, який включає в себе затримку в один інтервал основного тону і не включає в себе затримку в нуль вибірок. На другому етапі, затриманий кадр будується за допомогою застосування відповідної визначеної затримки для кожного підкадру, зчленування одержаних підкадрів для побудови кадру з оптимальною затримкою, і обчислення вагового коефіцієнта гармонічного сигналу S180 як коефіцієнта кореляції між вихідним кадром і кадром з оптимальною затримкою. Альтернативно, калькулятор 550 вагових коефіцієнтів обчислює ваговий коефіцієнт гармонічного сигналу S180 як середнє максимальних коефіцієнтів автокореляції, одержаних на першому етапі для кожного підкадру. Реалізації калькулятора 550 вагових коефіцієнтів також можуть бути здатні масштабувати коефіцієнт кореляції, і/або об'єднувати його з іншим значенням, для обчислення значення вагового коефіцієнта гармонічного сигналу S180. Може виявитися бажаним, щоб калькулятор 550 вагових коефіцієнтів обчислював показник періодичності сигналу S30 діапазону високих частот тільки у випадках, коли, так чи інакше, вказана наявність періодичності в кадрі. Наприклад, калькулятор 550 вагових коефіцієнтів може бути здатний обчислювати показник періодичності сигналу S30 діапазону високих частот згідно зі співвідно 93677 36 шенням між іншим показником періодичності поточного кадру, наприклад коефіцієнтом посилення основного тону, і пороговим значенням. У одному прикладі, калькулятор вагових коефіцієнтів 550 здатний здійснювати операцію автокореляції на сигналі S30 діапазону високих частот, тільки якщо коефіцієнт посилення основного тону кадру (наприклад, коефіцієнт посилення адаптивної кодової книги вузькосмугового залишку) має значення більше 0,5 (альтернативно щонайменше 0,5). У іншому прикладі, калькулятор вагових коефіцієнтів 550 здатний здійснювати операцію автокореляції на сигналі S30 діапазону високих частот тільки для кадрів, що мають конкретні стани мовного режиму (наприклад, тільки для вокалізованих сигналів). У таких випадках, калькулятор вагових коефіцієнтів 550 може бути здатний надавати ваговий коефіцієнт, прийнятий за умовчанням, для кадрів, що мають інші стани мовного режиму і/або менші значення коефіцієнта посилення основного тону. Варіанти здійснення включають в себе додаткові реалізації калькулятора 550 вагових коефіцієнтів, які здатні обчислювати вагові коефіцієнти згідно з характеристиками, відмінними від періодичності або додатковими до неї. Наприклад, така реалізація може бути здатна надавати коефіцієнту посилення шуму S190 для мовних сигналів, що мають великий інтервал основного тону, більш високе значення, ніж для мовних сигналів, що мають малий інтервал основного тону. Інша така реалізація калькулятора 550 вагових коефіцієнтів здатна визначати показник гармонічності широкосмугового мовного сигналу S10, або сигналу S30 діапазону високих частот, згідно з мірою енергії сигналу на частотах, кратних основній частоті, відносно енергії сигналу інших частотних складових. Деякі реалізації широкосмугового мовного кодера А100 здатні виводити індикацію періодичності або гармонічності (наприклад, однобітовий прапор, що вказує, чи є кадр гармонічним або негармонійним) на основі коефіцієнта посилення основного тону і/або іншого описаного тут показника періодичності або гармонічності. У одному прикладі, відповідний широкосмуговий мовний декодер В100 використовує цю індикацію для настроювання такої операції, як, наприклад, обчислення вагового коефіцієнта. У іншому прикладі, така індикація використовується на кодері і/або декодері при обчисленні значення параметра мовного режиму. Може виявитися бажаним, щоб генератор збудження А302 діапазону високих частот генерував сигнал збудження S120 діапазону високих частот таким чином, щоб конкретні значення вагових коефіцієнтів S180 і S190 не впливали суттєвим чином на енергію сигналу збудження. У такому випадку, калькулятор 550 вагових коефіцієнтів може бути здатний обчислювати значення вагового коефіцієнта гармонічного сигналу S180 або вагового коефіцієнта шуму S190 (або приймати таке значення зі сховища або іншого елемента кодера А200 діапазону високих частот) і виводити значення іншого вагового коефіцієнта згідно, наприклад, з виразом: 37 (Wharmonic)2+(Wnoise)2=1 93677 (2) де Wharmonic означає ваговий коефіцієнт гармонічного сигналу S180 і Wnoise означає ваговий коефіцієнт шуму S190. Альтернативно, калькулятор 550 вагових коефіцієнтів може бути здатний вибирати, згідно із значенням показника періодичності поточного кадру або підкадру, відповідну одну з сукупності пар вагових коефіцієнтів S180, S190, де пари попередньо обчислені відповідно до постійного відношення енергій, наприклад, виразом (2). Для реалізації калькулятора 550 вагових коефіцієнтів, в якому дійсний вираз (2), типові значення вагового коефіцієнта гармонічного сигналу S180 складають від близько 0,7 до близько 1,0, і типові значення вагового коефіцієнта шуму S190 складають від близько 0,1 до близько 0,7. Інші реалізації калькулятора 550 вагових коефіцієнтів можуть бути здатні діяти згідно з версією виразу (2), модифікованою згідно з потрібним основоположним зважуванням між гармонічно розширеним сигналом S160 і модульованим шумовим сигналом S170. Спотворення можуть виникати в синтезованому мовному сигналі, коли розріджена кодова книга (записи якої в більшості мають нульові значення) використовувалася для обчислення квантованого представлення залишку. Розрідженість кодової книги має місце, в основному, коли вузькосмуговий сигнал кодується з низькою бітовою швидкістю. Спотворення, зумовлені розрідженістю кодової книги, звичайно є квазіперіодичними у часі і виникають, в основному, на частотах понад 3 кГц. Оскільки людське вухо має підвищене часове розрізнення на більш високих частотах, ці спотворення можуть бути більш помітні у верхньому діапазоні. Варіанти здійснення включають в себе реалізації генератора збудження A300 діапазону високих частот, які здатні здійснювати фільтрацію для усунення розрідження. На Фіг. 18 показана блоксхема реалізації A312 генератора збудження A302 діапазону високих частот, яка включає в себе фільтр 600 для усунення розрідження, здатний фільтрувати деквантований вузькосмуговий сигнал збудження, що створюється зворотним квантувачем 450. На Фіг. 19 показана блок-схема реалізації A314 генератора збудження A302 діапазону високих частот, яка включає в себе фільтр 600 для усунення розрідження, здатний фільтрувати спектрально розширений сигнал, що створюється розширювачем спектра А400. На Фіг. 20 показана блок-схема реалізації A316 генератора збудження A302 діапазону високих частот, яка включає в себе фільтр 600 для усунення розрідження, здатний фільтрувати вихідний сигнал об'єднувача 490 для створення сигналу збудження S120 діапазону високих частот. Звичайно, можливі і, таким чином, явно розкриті реалізації генератора збудження A300 діапазону високих частот, що об'єднують особливості будь-якої з реалізацій A304 і A306 з особливостями будь-якої з реалізацій A312, A314 і A316. Фільтр 600 для усунення розрідження також може бути передбачений в розширювачі спектра 38 А400: наприклад, після будь-якого з елементів 510, 520, 530 і 540 в розширювачі спектра А402. Помітимо, що фільтр 600 для усунення розрідження також можна використовувати з реалізаціями розширювача спектра А400, які здійснюють спектральне накладання, спектральне перенесення або гармонічне розширення. Фільтр 600 для усунення розрідження може бути здатний змінювати фазу сигналу, що на нього надходить. Наприклад, може виявитися бажаним, щоб фільтр 600 для усунення розрідження був настроєний і розміщений так, щоб рандомізувати фазу сигналу збудження S120 діапазону високих частот, або іншим чином забезпечує її більш рівномірний розподіл, за часом. Також може бути бажаним, щоб спектральна характеристика фільтра 600 для усунення розрідження була плоскою, щоб амплітудно-частотна характеристика фільтрованого сигналу не зазнавала значних змін. У одному прикладі, фільтр 600 для усунення розрідження реалізований у вигляді всечастотного фільтра, передавальна функція якого виражається таким чином: Hz    0,7  z 4 1  0,7z 4  0,6  z 6 1  0,6z 6 (3) Такий фільтр, зокрема, дозволяє так розподілити енергію вхідного сигналу, щоб вона більше не концентрувалася лише в декількох вибірках. Спотворення, зумовлені розрідженістю кодової книги, звичайно більш помітні для шумоподібних сигналів, де залишок включає в себе менше інформації основного тону, а також для мови в фоновому шумі. Розрідженість звичайно викликає менші спотворення у випадках, коли збудження має довготривалу структуру, і, дійсно, зміна фази може приводити до зашумлення вокалізованих сигналів. Таким чином, може виявитися бажаним настроїти фільтр 600 для усунення розрідження на блокування невокалізованих сигналів і пропускання, щонайменше деяких вокалізованих сигналів беззміни. Невокалізовані сигнали характеризуються низьким коефіцієнтом посилення основного тону (наприклад, квантованим вузькосмуговим коефіцієнтом посилення адаптивної кодової книги) і близьким до нуля або позитивним нахилом спектра (наприклад, квантованим першим коефіцієнтом відображення), що свідчить про те, що спектральна обвідна є плоскою або зростає із збільшенням частоти. Типові реалізації фільтра для усунення розрідження 600 здатні фільтрувати невокалізовані звуки (наприклад, вказані значенням нахилу спектра), фільтрувати вокалізовані звуки, коли коефіцієнт посилення основного тону нижче порогового значення (альтернативно, не перевищує порогове значення), і, в іншому випадку, пропускати сигнал без зміни. Інші реалізації фільтра 600 для усунення розрідження включають в себе два або більше фільтри, які здатні мати різні максимальні кути зміни фази (наприклад, до 180 градусів). У такому випадку, фільтр 600 для усунення розрідження може бути здатний робити вибір з цих складових фільт 39 рів згідно із значенням коефіцієнта посилення основного тону (наприклад, квантованого коефіцієнта посилення адаптивної кодової книги або LTP), щоб більший максимальний кут зміни фази використовувався для кадрів, що мають більш низькі значення коефіцієнта посилення основного тону. Реалізація фільтра 600 для усунення розрідження також може включати в себе різні складові фільтри, які здатні змінювати фазу в більш або менш широкому частотному спектрі, щоб фільтр, здатний змінювати фазу в більш широкому частотному діапазоні вхідного сигналу, використовувався для кадрів, що мають більш низькі значення коефіцієнта посилення основного тону. Для точного відтворення кодованого мовного сигналу, може виявитися бажаним, щоб відношення між рівнями частини діапазону високих частот і вузькосмугової частини синтезованого широкосмугового мовного сигналу S100 були близькими до відповідного відношення у вихідному широкосмуговому мовному сигналі S10. Крім спектральної обвідної, представленої параметрами кодування S60a діапазону високих частот, кодер А200 діапазону високих частот може бути здатний характеризувати сигнал S30 діапазону високих частот шляхом завдавання часової обвідної або обвідної посилення. Згідно з Фіг. 10, кодер А202 діапазону високих частот включає в себе калькулятор коефіцієнта посилення А230 діапазону високих частот, який здатний і покликаний обчислювати один або декілька коефіцієнтів посилення згідно зі співвідношенням між сигналом S30 діапазону високих частот і синтезованим сигналом S130 діапазону високих частот, наприклад, різницею або відношенням між енергіями двох сигналів протягом кадру або деякої його частини. У інших реалізаціях кодера А202 діапазону високих частот, калькулятор коефіцієнта посилення А230 діапазону високих частот може мати аналогічну конфігурацію, і призначений для обчислення обвідної посилення згідно з таким змінюваним з часом співвідношенням між сигналом S30 діапазону високих частот і вузькосмуговим сигналом збудження S80 або сигналом збудження S120 діапазону високих частот. Часові обвідні вузькосмугового сигналу збудження S80 і сигналу S30 діапазону високих частот з великою мірою імовірності схожі. Тому, кодування обвідної посилення, яке засноване на співвідношенні між сигналом S30 діапазону високих частот і вузькосмуговим сигналом збудження S80 (або сигналом, виведеним з нього, наприклад сигналом збудження S120 діапазону високих частот або синтезованим сигналом S130 діапазону високих частот), буде, в загальному випадку, більш ефективним, ніж кодування обвідної посилення, засноване тільки на сигналі S30 діапазону високих частот. У типовій реалізації, кодер А202 діапазону високих частот здатний виводити квантований індекс розміром від восьми до дванадцяти бітів, який вказує п'ять коефіцієнтів посилення для кожного кадру. Калькулятор коефіцієнта посилення А230 діапазону високих частот може бути здатний здійснювати обчислення коефіцієнта посилення як задачу, яка включає в себе одну або декілька 93677 40 послідовностей підзадач. На Фіг. 21 показана логічна блок-схема прикладу Т200 такої задачі, яка обчислює значення коефіцієнта посилення для відповідного підкадру згідно з відносною енергією сигналу S30 діапазону високих частот і синтезованого сигналу S130 діапазону високих частот. Задачі 220а і 220b обчислюють енергії відповідних підкадрів відповідних сигналів. Наприклад, задачі 220а і 220b можуть бути здатні обчислювати енергію як суму квадратів вибірок відповідного підкадру. Задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення для підкадру як квадратний корінь відношення цих енергій. У цьому прикладі, задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення як квадратний корінь відношення енергії сигналу S30 діапазону високих частот до енергії синтезованого сигналу S130 діапазону високих частот протягом підкадру. Може виявитися бажаним, щоб калькулятор коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот був здатний обчислювати енергії підкадрів згідно з вирізувальною функцією. На Фіг. 22 показана логічна блок-схема такої реалізації Т210 задачі Т200 обчислення коефіцієнта посилення. Задача Т215а застосовує вирізувальну функцію до сигналу S30 діапазону високих частот, і задача Т215b застосовує ту ж вирізувальну функцію до синтезованого сигналу S130 діапазону високих частот. Реалізації 222а і 222b задач 220а і 220b обчислюють енергії відповідних вікон, і задача Т230 обчислює коефіцієнт посилення для підкадру як квадратний корінь відношення енергій. Може виявитися бажаним застосовувати вирізувальну функцію, яка перекриває сусідні підкадри. Наприклад, вирізувальна функція, яка створює коефіцієнти посилення, які можна застосовувати в режимі складання з перекриттям, може сприяти зниженню або усуненню порушення безперервності між підкадрами. У одному прикладі, калькулятор коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот здатний застосовувати трапецеїдальну вирізувальну функцію, показану на Фіг. 23а, в якій вікно перекриває кожний з двох сусідніх підкадрів на одну мілісекунду. На Фіг. 23b показане застосування цієї вирізувальної функції до кожного з п'яти підкадрів 20-мілісекундного кадру. Інші реалізації калькулятора коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот можуть бути здатні застосовувати вирізувальні функції, що мають різні періоди перекриття і/або різні форми вікна (наприклад, прямокутну, хеммінгову), які можуть бути симетричними або асиметричними. Реалізація калькулятора коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот також може бути здатна застосовувати різні вирізувальні функції до різних підкадрів в кадрі і/або кадр може включати в себе підкадри різної довжини. Як приклади конкретних реалізацій, без обмеження, представлені наступні значення. Для цих випадків передбачається 20-мілісекундний кадр, хоч можна використовувати кадр будь-якої іншої довжини. Для сигналу діапазону високих частот, дискретизованого на 7 кГц, кожний кадр має 140 вибірок. Якщо такий кадр розділити на п'ять підкадрів рівної довжини, кожний підкадр буде мати 28 вибірок, і вікно, показане на Фіг. 23а, буде мати 41 ширину 42 вибірки. Для сигналу діапазону високих частот, дискретизованого на 8 кГц, кожний кадр має 160 вибірок. Якщо такий кадр розділити на п'ять підкадрів рівної довжини, кожний підкадр буде мати 32 вибірки, і вікно, показане на Фіг. 23а, буде мати ширину 48 вибірок. У інших реалізаціях можна використовувати підкадри будь-якої ширини, і навіть можна реалізувати калькулятор коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот, здатний створювати різні коефіцієнти посилення для різних вибірок кадру. На Фіг. 24 показана блок-схема реалізації В202 декодера В200 діапазону високих частот. Декодер В202 діапазону високих частот включає в себе генератор збудження В300 діапазону високих частот, який здатний створювати сигнал збудження SI20 діапазону високих частот на основі вузькосмугового сигналу збудження S80. Залежності від конкретних виборів конструкції системи, генератор збудження В300 діапазону високих частот можна реалізувати згідно з будь-якою з описаних тут реалізацій генератора збудження A300 діапазону високих частот. Звичайно бажано реалізувати генератор збудження В300 діапазону високих частот, що має таку ж характеристику, як генератор збудження діапазону високих частот кодера діапазону високих частот конкретної системи кодування. Однак, оскільки вузькосмуговий декодер B110 звичайно здійснює деквантування кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50, в більшості випадків можна реалізувати генератор збудження В300 діапазону високих частот, що приймає вузькосмуговий сигнал збудження S80 від вузькосмугового декодера B110 і не обов'язково включає в себе зворотний квантувач, здатний деквантувати кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50. Також можна реалізувати вузькосмуговий декодер B110, що включає в себе варіант фільтра 600 для усунення розрідження, здатного фільтрувати деквантований вузькосмуговий сигнал збудження раніше, ніж він надійде на вузькосмуговий синтезуючий фільтр, наприклад фільтр 330. Зворотний квантувач 560 здатний деквантувати параметри фільтра S60a діапазону високих частот (в цьому прикладі, в набір LSF), і перетворення LSF в коефіцієнти LP-фільтра 570 здатне перетворювати LSF в набір коефіцієнтів фільтра (наприклад, як описано вище з посиланням на зворотний квантувач 240 і перетворення 250 вузькосмугового кодера А122). У інших реалізаціях, як відмічено вище, можна використовувати різні набори коефіцієнтів (наприклад, коефіцієнти косинусного перетворення Фур'є) і/або представлення коефіцієнтів (наприклад, ISP). Синтезуючий фільтр В204 діапазону високих частот здатний створювати синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з сигналом збудження S120 діапазону високих частот і набором коефіцієнтів фільтра. Для системи, в якій кодер діапазону високих частот включає в себе синтезуючий фільтр (наприклад, як в описаному вище прикладі кодера А202), може виявитися бажаним реалізувати синтезуючий фільтр В204 діапазону високих частот, що має таку ж характеристику (наприклад, таку ж передавальну функцію), як у синтезуючого фільтра. 93677 42 Декодер В202 діапазону високих частот також включає в себе зворотний квантувач 580, здатний деквантувати коефіцієнти посилення S60b в діапазоні високих частот, і елемент регулювання посилення 590 (наприклад, помножувач або підсилювач), здатний і покликаний застосовувати деквантовані коефіцієнти посилення до синтезованого сигналу діапазону високих частот для створення сигналу S100 діапазону високих частот. У випадку, коли обвідна посилення кадру задана більше ніж одним коефіцієнтом посилення, елемент регулювання посилення 590 може включати в себе логіку, здатну застосовувати коефіцієнти посилення до відповідних підкадрів, можливо, згідно з вирізувальною функцією, яка може відрізнятися або не відрізнятися від вирізувальної функції, що застосовується калькулятором коефіцієнта посилення (наприклад, калькулятором коефіцієнта посилення А230 в діапазоні високих частот) відповідного кодера діапазону високих частот. У інших реалізаціях декодера В202 діапазону високих частот, елемент регулювання посилення 590 має аналогічну конфігурацію, але покликаний застосовувати деквантовані коефіцієнти посилення до вузькосмугового сигналу збудження S80 або до сигналу збудження S120 діапазону високих частот. Як відмічено вище, може виявитися бажаним одержувати один і той же стан в кодері діапазону високих частот і декодері діапазону високих частот (наприклад, з використанням деквантованих значень при кодуванні). Таким чином, в системі кодування згідно з такою реалізацією, може виявитися бажаним гарантувати один і той же стан для відповідних генераторів шуму в генераторах збудження A300 і В300 діапазону високих частот. Наприклад, генератори збудження А300 і В300 діапазону високих частот такої реалізації можуть мати таку конфігурацію, що стан генератора шуму є детермінованою функцією інформації, вже закодованої в тому ж кадрі (наприклад, вузькосмугових параметрів фільтра S40 або їх частини і/або кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50 або його частини). Один або декілька квантувачів описаних тут елементів (наприклад, квантувач 230, 420 або 430) може бути здатний здійснювати класифіковане векторне квантування. Наприклад, такий квантувач може бути здатний вибирати одну з набору кодових книг на основі інформації, вже закодованої в тому ж кадрі на вузькосмуговому каналі і/або на каналі діапазону високих частот. Така техніка звичайно забезпечує підвищення ефективності кодування за рахунок зберігання додаткових кодових книг. Як описано вище, наприклад, з посиланням на Фіг. 8 і 9, значний об'єм періодичної структури може залишатися в залишковому сигналі після видалення грубої спектральної обвідної з вузькосмугового мовного сигналу S20. Наприклад, залишковий сигнал може містити послідовність приблизно періодичних імпульсів або піків у часі. Поява такої структури, яка звичайно пов'язана з основним тоном, особливо вірогідна у вокалізованих мовних сигналах. Обчислення квантованого представлення вузькосмугового залишкового сигналу може 43 включати в себе кодування цієї структури основного тону згідно з моделлю довготривалої періодичності, представленою, наприклад, однією або декількома кодовими книгами. Структура основного тону фактичного залишкового сигналу може не точно співпадати з моделлю періодичності. Наприклад, залишковий сигнал може включати в себе невеликі флуктуації регулярності розміщення імпульсів основного тону, внаслідок чого відстані між послідовними імпульсами основного тону в кадрі не точно рівні, іструктура не є цілком регулярною. Ця нерегулярність знижує ефективність кодування. Деякі реалізації вузькосмугового кодера А120 здатні здійснювати регуляризацію структури основного тону за рахунок застосування адаптивного перетворення часового масштабу до залишку до або в ході квантування, або іншого включення адаптивного перетворення часового масштабу в кодований сигнал збудження. Наприклад, такий кодер може бути здатний вибирати або інакше обчислювати міру трансформації у часі (наприклад, згідно з одним або декількома критеріями перцептивного зважування і/або мінімізації помилки), завдяки чому результуючий сигнал збудження оптимально узгоджується з моделлю довготривалої періодичності. Регуляризація структури основного тону здійснюється різновидом кодерів CELP, що іменується кодерами на основі релаксаційного лінійного прогнозування з кодовим збудженням (RCELP). Кодер RCELP звичайно здатний здійснювати перетворення часового масштабу у вигляді адаптивного часового зсуву. Цей часовий зсув може являти собою затримку в межах від декількох мілісекунд з негативним знаком до декількох мілісекунд з позитивним знаком, і звичайно змінюється плавно для уникнення чутних порушень безперервності. У деяких реалізаціях, такий кодер здатний застосовувати регуляризацію в кусково-лінійному режимі, в якому кожний кадр або підкадр трансформується з відповідним фіксованим часовим зсувом. У інших реалізаціях, кодер здатний застосовувати регуляризацію у вигляді безперервної функції трансформації, внаслідок чого кадр або підкадр трансформується згідно з контуром основного тону (що також іменується траєкторією основного тону). У ряді випадків (наприклад, як описано в опублікованій патентній заявці США № 2004/0098255), кодер здатний забезпечувати перетворення часового масштабу в кодованому сигналі збудження шляхом застосування зсуву до перцептивно зваженого вхідного сигналу, який використовується для обчислення кодованого сигналу збудження. Кодер обчислює кодований сигнал збудження, який регуляризується і квантується, і декодер деквантує кодований сигнал збудження для одержання сигналу збудження, який використовується для синтезу декодованого мовного сигналу. Таким чином, декодований вихідний сигнал демонструє таку ж змінювану затримку, яка була внесена в кодований сигнал збудження за допомогою регуляризації. Звичайно на декодер не передається ніякої інформації, яка вказує об'єми регуляризації. 93677 44 Регуляризація полегшує кодування залишкового сигналу, що підвищує ефективність кодування з довгострокового передбачувача і, таким чином, підвищує загальну ефективність кодування, звичайно без генерації спотворень. Може виявитися бажаним здійснювати регуляризацію тільки на вокалізованих кадрах. Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може бути здатний зсувати тільки ті кадри або підкадри, які мають довготривалу структуру, наприклад вокалізовані сигнали. Також може виявитися бажаним здійснювати регуляризацію тільки на підкадрах, які включають в себе енергію імпульсів основного тону. Різні реалізації кодування RCELP описані в патентах США № 5,704,003 (Kleijn і інш.) і 6,879,955 (Rao) і в опублікованій патентній заявці США № 2004/0098255 (Kovesi і ін.). Існуючі реалізації кодерів RCELP включають в себе Enhanced Variable Rate Codec (EVRC), описаний в Telecommunications Industry Association (TIA) IS-127, і Third Generation Partnership Project 2 (3GPP2) Selectable Mode Vocoder (SMV). На жаль, регуляризація може створювати проблеми для широкосмугового мовного кодера, в якому збудження в діапазоні високих частот виходить з кодованого вузькосмугового сигналу збудження (наприклад, система, що включає в себе широкосмуговий мовний кодер А100 і широкосмуговий мовний декодер В100). Внаслідок того, що він виводиться з сигналу з трансформованою часовою шкалою, сигнал збудження діапазону високих частот звичайно має інший часовий профіль, ніж вихідний мовний сигнал діапазону високих частот. Іншими словами, сигнал збудження діапазону високих частот випадає з синхронізму з вихідним мовним сигналом діапазону високих частот. Розузгодження за часом між трансформованим сигналом збудження діапазону високих частот і вихідним мовним сигналом діапазону високих частот може викликати ряд проблем. Наприклад, трансформований сигнал збудження діапазону високих частот вже не може забезпечувати відповідне вихідне збудження для синтезуючого фільтра, який настроєний згідно з параметрами фільтра, витягнутими з вихідного мовного сигналу діапазону високих частот. У результаті, синтезований сигнал діапазону високих частот може містити чутні спотворення, які знижують сприйману якість декодованого широкосмугового мовного сигналу. Розузгодження за часом також може приводити до зниження ефективності кодування обвідної посилення. Як відмічено вище, з високою мірою імовірності існує кореляція між часовими обвідними вузькосмугового сигналу збудження S80 і сигналом S30 діапазону високих частот. Завдяки кодуванню обвідної посилення сигналу діапазону високих частот згідно зі співвідношенням між цими двома часовими обвідними, можна реалізувати підвищення ефективності кодування в порівнянні з кодуванням безпосередньо обвідної посилення. Однак, завдяки регуляризації кодованого вузькосмугового сигналу збудження, цю кореляцію можна ослабити. Розузгодження за часом між вузькосмуговим сигналом збудження S80 і сигналом S30 діапазону високих частот може привести до появи 45 флуктуацій коефіцієнтів посилення S60b в діапазоні високих частот і падіння ефективності кодування. Варіанти здійснення включають в себе способи широкосмугового мовного кодування, які передбачають здійснення перетворення часового масштабу мовного сигналу діапазону високих частот згідно з перетворенням часового масштабу, включеного у відповідний кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Потенційні переваги таких способів включають в себе підвищення якості декодованого широкосмугового мовного сигналу і/або підвищення ефективності кодування обвідної посилення в діапазоні високих частот. На Фіг. 25 показана блок-схема реалізації AD10 широкосмугового мовного кодера А100. Кодер AD10 включає в себе реалізацію А124 вузькосмугового кодера А120, який здатний здійснювати регуляризацію в ході обчислення кодованого вузькосмугового сигналу збудження S50. Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може бути настроєний згідно з однією або декількома з розглянутих вище реалізацій RCELP. Вузькосмуговий кодер А124 також здатний виводити сигнал SD10 даних регуляризації, який вказує міру застосовуваного перетворення часового масштабу. Для різних випадків, коли вузькосмуговий кодер А124 здатний застосовувати фіксований часовий зсув до кожного кадру або підкадру, сигнал SD10 даних регуляризації може включати в себе ряд значень, які вказують величину кожного часового зсуву як ціле або неціле значення, виражене у вибірках, мілісекундах або іншому прирості часу. У випадку, коли вузькосмуговий кодер А124 здатний інакше змінювати часову шкалу кадру або іншої послідовності вибірок (наприклад, стискаючи одну частину і розтягуючи іншу частину), сигнал SD10 інформації регуляризації може включати в себе відповідний опис зміни, наприклад набір параметрів функції. У одному конкретному прикладі, вузькосмуговий кодер А124 здатний ділити кадр на три підкадри і обчислювати фіксований часовий зсув для кожного підкадру, тому сигнал SD10 даних регуляризації вказує три величини часового зсуву для кожного регуляризованого кадру кодованого вузькосмугового сигналу. Широкосмуговий мовний кодер AD10 включає в себе лінію затримки D120, здатну забезпечувати випередження або відставання частин мовного сигналу S30 діапазону високих частот, згідно з величинами затримки, вказаними у вхідному сигналі, для створення мовного сигналу S30a діапазону високих частот з трансформованою часовою шкалою. У прикладі, показаному на Фіг. 25, лінія затримки D120 здатна трансформувати часову шкалу мовного сигналу S30 діапазону високих частот згідно з трансформацією, вказаною в сигналі SD10 даних регуляризації. Таким чином, перетворення часового масштабу тієї ж величини, що була включена в кодований вузькосмуговий сигнал збудження S50, застосовується до відповідної частини мовного сигналу S30 діапазону високих частот до аналізу. Хоч в цьому прикладі лінія затримки D120 показана як елемент, окремий від кодера А200 діапазону високих частот, в інших реалізаці 93677 46 ях лінія затримки D120 забезпечена як частина кодера діапазону високих частот. Інші реалізації кодера А200 діапазону високих частот можуть бути здатні здійснювати спектральний аналіз (наприклад, аналіз LPC) нетрансформованого мовного сигналу S30 діапазону високих частот і здійснювати перетворення часового масштабу мовного сигналу S30 діапазону високих частот до обчислення параметрів посилення S60b діапазону високих частот. Такий кодер може включати в себе, наприклад, реалізацію лінії затримки D120, покликаної здійснювати перетворення часового масштабу. У таких випадках, однак, параметри фільтра S60a діапазону високих частот, засновані на аналізі нетрансформованого сигналу S30, можуть описувати спектральну обвідну, розузгоджену за часом з сигналом збудження S120 діапазону високих частот. Лінія затримки D120 може бути настроєна згідно з будь-якою комбінацією логічних елементів і елементів зберігання, придатною для застосування потрібних операцій перетворення часового масштабу до мовного сигналу S30 діапазону високих частот. Наприклад, лінія затримки D120 може бути здатна зчитувати мовний сигнал S30 діапазону високих частот з буфера згідно з потрібними часовими зсувами. На Фіг. 26а показана схема такої реалізації D122 лінії затримки D120, яка включає в себе зсувний регістр SR1. Зсувний регістр SR1 - це буфер деякої довжини m, який здатний приймати і зберігати m самих останніх вибірок мовного сигналу S30 діапазону високих частот. Значення m дорівнює щонайменше сумі максимальних підтримуваних позитивного ("випередження") і негативного ("відставання") часових зсувів. Може виявитися зручним, щоб значення m дорівнювало довжині кадру або підкадру сигналу S30 діапазону високих частот. Лінія затримки D122 здатна виводити сигнал S30a діапазону високих частот з трансформованою часовою шкалою з комірки зміщення OL зсувного регістра SR1. Позиція комірка зміщення OL варіюється відносно опорної позиції (нульового часового зсуву) згідно з поточним часовим зсувом, вказаним, наприклад, сигналом SD10 даних регуляризації. Лінія затримки D122 може бути здатна підтримувати рівні межі випередження і відставання або, альтернативно, одну межу більше іншої, внаслідок чого в одному напрямі може здійснювати більший зсув, ніж в іншому. На Фіг. 26а показаний конкретний приклад, де часовий зсув в позитивному напрямі більше, ніж в негативному. Лінія затримки D122 може бути здатна виводити одночасно одну або декілька вибірок (в залежності, наприклад, від ширини вихідної шини). Тимчасової зсув регуляризації, що має величину понад декілька мілісекунд, може приводити до чутних спотворень в декодованому сигналі. Звичайно величина часового зсуву регуляризації, здійснюваного вузькосмуговим кодером А124, не перевищує декількох мілісекунд, тому часові зсуви, вказані в сигналі даних регуляризації SD10, обмежені. Однак, в таких випадках може виявитися бажаним, щоб лінія затримки D122 була здатна накладати максимальне обмеження на часові зсу 47 ви в позитивному і/або негативному напрямі (наприклад, для забезпечення більш жорсткого обмеження ніж те, що накладається вузькосмуговим кодером). На Фіг. 26b показана схема реалізації D124 лінії затримки D122, яка включає в себе вікно зсуву SW. У цьому прикладі, позиція комірки зміщення OL обмежується вікном зсуву SW. Хоч на Фіг. 26b показаний випадок, коли довжина буфера m більше ширини вікна зсуву SW, лінію затримки D124 також можна реалізувати з шириною вікна зсуву SW рівною m. У інших реалізаціях, лінія затримки D120 здатна записувати мовний сигнал S30 діапазону високих частот в буфер згідно з потрібними часовими зсувами. На Фіг. 27 показана схема такої реалізації D130 лінії затримки D120, яка включає в себе два зсувних регістри SR2 і SR3, здатних приймати і зберігати мовний сигнал S30 діапазону високих частот. Лінія затримки D130 здатна записувати кадр або підкадр з зсувного регістра SR2 в зсувний регістр SR3 згідно з часовим зсувом, вказаним, наприклад, в сигналі SD10 даних регуляризації. Зсувний регістр SR3 організований як буфер FIFO, покликаний виводити сигнал S30a діапазону високих частот з трансформованою часовою шкалою. У конкретному прикладі, показаному на Фіг. 27, зсувний регістр SR2 включає в себе ділянку кадрового буфера FB1 і ділянку буфера затримки DB, і зсувний регістр SR3 включає в себе ділянку кадрового буфера FB2, ділянку випереджального буфера АВ, і ділянку буфера відставання RB. Довжини випереджального буфера АВ і буфера відставання RB можуть бути рівними, або один може бути більшим іншого, внаслідок чого в одному напрямі підтримується більший зсув, ніж в іншому. Буфер затримки DB і ділянка буфера відставання RB можуть мати однакову довжину. Альтернативно, буфер затримки DB можна зробити коротше буфера відставання RB для обліку інтервалу часу, необхідного для перенесення вибірок з кадрового буфера FB1 в зсувний регістр SR3, який може включати в себе інші операції обробки, наприклад трансформацію вибірок до збереження в зсувному регістрі SR3. У прикладі, наведеному на Фіг. 27, кадровий буфер FB1 здатний мати довжину, яка дорівнює довжині одного кадру сигналу S30 діапазону високих частот. У іншому прикладі, кадровий буфер FB1 здатний мати довжину, яка дорівнює довжині одного підкадру сигналу S30 діапазону високих частот. У такому випадку, лінія затримки D130 може бути здатна включати в себе логіку для застосування однакової (наприклад, середньої) затримки до всіх підкадрів кадру, що зсувається. Лінія затримки D130 також може включати в себе логіку для усереднення значень з кадрового буфера FB1 зі значеннями, що підлягають перезапису у буфер відставання RB або випереджальний буфер АВ. У ще одному прикладі, зсувний регістр SR3 може бути здатний приймати значення сигналу S30 діапазону високих частот тільки через кадровий буфер FB1, і, в такому випадку, лінія затримки D130 може включати в себе логіку для інтерполяції по зазорах між послідовними кадрами або підкадра 93677 48 ми, записаними в зсувний регістр SR3. У інших реалізаціях, лінія затримки D130 може бути здатна здійснювати операцію трансформації на вибірках з кадрового буфера FB1 до запису їх в зсувний регістр SR3 (наприклад, згідно з функцією, описаною сигналом SD10 даних регуляризації). Може виявитися бажаним, щоб лінія затримки D120 застосовувала перетворення часового масштабу, засноване на, але не ідентичне, трансформації, заданій сигналом SD10 даних регуляризації. На Фіг. 28 показана блок-схема реалізації AD12 широкосмугового мовного кодера AD10, який включає в себе блок D110 відображення значень затримки. Блок D110 відображення значень затримки здатний відображати трансформацію, вказану в сигналі SD10 даних регуляризації, у відображені значення затримки SD10a. Лінія затримки D120 покликана створювати мовний сигнал S30a діапазону високих частот з трансформованою часовою шкалою згідно з трансформацією, вказаною відображеними значеннями затримки SD10a. Часовий зсув, що застосовується вузькосмуговим кодером, передбачувано, розвивається плавно за часом. Тому звичайно буває достатньо обчислити середній вузькосмуговий часовий зсув, що застосовується до підкадрів протягом кадру мови, і зсунути відповідний кадр мовного сигналу S30 діапазону високих частот згідно з цим середнім значенням. У одному такому прикладі, блок D110 відображення значень затримки здатний обчислювати середнє для значень затримки підкадрів для кожного кадру, і лінія затримки D120 здатна застосовувати обчислене середнє до відповідного кадру сигналу S30 діапазону високих частот. У інших прикладах, можна обчислювати і застосовувати середнє по більш короткому періоду (наприклад, двом підкадрам або половині кадру) або більш довгому періоду (наприклад, двом кадрам). У випадку, коли середнє є нецілою кількістю вибірок, блок D110 відображення значень затримки може бути здатний округляти значення до цілої кількості вибірок раніше, ніж вивести його на лінію затримки D120. Вузькосмуговий кодер А124 може бути здатний включати в себе часовий зсув регуляризації, який дорівнює нецілій кількості вибірок в кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. У такому випадку, може виявитися бажаним, щоб блок D110 відображення значень затримки був здатний округляти вузькосмуговий часовий зсув до цілої кількості вибірок, і щоб лінія затримки D120 застосовувала округлений часовий зсув до мовного сигналу S30 діапазону високих частот. У деяких реалізаціях широкосмугового мовного кодера AD10, частоти дискретизації вузькосмугового мовного сигналу S20 і мовного сигналу S30 діапазону високих частот можуть відрізнятися. У таких випадках, блок D110 відображення значень затримки може бути здатний регулювати величини часового зсуву, вказані в сигналі SD10 даних регуляризації, для обліку різниці між частотами дискретизації вузькосмугового мовного сигналу S20 (або вузькосмугового сигналу збудження S80) і мовного сигналу S30 діапазону високих частот. Наприклад, блок D110 відображення значень за 49 тримки може бути здатний масштабувати величини часового зсуву згідно з відношенням частот дискретизації. У одному конкретному прикладі, як відмічено вище, вузькосмуговий мовний сигнал S20 дискретизований на 8 кГц, і мовний сигнал S30 діапазону високих частот дискретизований на 7 кГц. У цьому випадку, блок D110 відображення значень затримки здатний змінювати величину кожного зсуву на 7/8. Реалізації блока D110 відображення значень затримки також можуть бути здатні здійснювати таку операцію масштабування спільно з округленням до цілого і/або описану тут операцію усереднення часового зсуву. У ще одній реалізації, лінія затримки D120 здатна інакше змінювати часову шкалу кадру або іншої послідовності вибірок (наприклад, стискаючи одну частину і розтягуючи іншу частину). Наприклад, вузькосмуговий кодер А124 може бути здатний здійснювати регуляризацію згідно з такою функцією, як контур або траєкторія основного тону. У такому випадку, сигнал SD10 даних регуляризації може включати в себе відповідний опис функції, наприклад набір параметрів, і лінія затримки D120 може включати в себе логіку, здатну трансформувати кадри або підкадри мовного сигналу S30 діапазону високих частот згідно з функцією. У інших реалізаціях, блок відображення значень затримки D110 здатний усереднювати, масштабувати і/або округляти функцію до її застосування до мовного сигналу S30 діапазону високих частот лінією затримки D120. Наприклад, блок D110 відображення значень затримки може бути здатний обчислювати одне або декілька значень затримки згідно з функцією, причому кожне значення затримки вказує кількість вибірок, які потім застосовуються лінією затримки D120 для трансформації часового масштабу одного або декількох відповідних кадрів або підкадрів мовного сигналу S30 діапазону високих частот. На Фіг. 29 показана логічна блок-схема способу MD100 перетворення часового масштабу мовного сигналу діапазону високих частот згідно з перетворенням часового масштабу, включеним у відповідний кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Задача TD100 обробляє широкосмуговий мовний сигнал для одержання вузькосмугового мовного сигналу і мовного сигналу діапазону високих частот. Наприклад, задача TD100 може бути здатна фільтрувати широкосмуговий мовний сигнал з використанням гребінки фільтрів, що має фільтри нижніх і верхніх частот, наприклад реалізації гребінки фільтрів А110. Задача TD200 кодує вузькосмуговий мовний сигнал в щонайменше кодований вузькосмуговий сигнал збудження і сукупність параметрів вузькосмугового фільтра. Кодований вузькосмуговий сигнал збудження і/або параметри фільтра можуть бути квантованими, і кодований вузькосмуговий мовний сигнал також може включати в себе інші параметри, наприклад, параметр мовного режиму. Задача TD200 також включає в себе перетворення часового масштабу в кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. Задача TD300 генерує сигнал збудження діапазону високих частот на основі вузькосмугового сигналу збудження. У цьому випадку, вузькосмуго 93677 50 вий сигнал збудження заснований на кодованому вузькосмуговому сигналі збудження. Згідно щонайменше з сигналом збудження діапазону високих частот, задача TD400 кодує мовний сигнал діапазону високих частот в щонайменше сукупність параметрів фільтра діапазону високих частот. Наприклад, задача TD400 може бути здатна кодувати мовний сигнал діапазону високих частот в сукупність квантованих LSF. Задача TD500 застосовує часовий зсув до мовного сигналу діапазону високих частот, який заснований на інформації, пов'язаній з перетворенням часового масштабу, включеним в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Задача TD400 може бути здатна здійснювати спектральний аналіз (наприклад, аналіз LPC) на мовному сигналі діапазону високих частот, і/або обчислювати обвідну посилення мовного сигналу діапазону високих частот. У таких випадках, задача TD500 може бути здатна застосовувати часовий зсув до мовного сигналу діапазону високих частот до аналізу і/або обчислення обвідної посилення. Інші реалізації широкосмугового мовного кодера А100 здатні обертати перетворення часового масштабу сигналу збудження S120 діапазону високих частот, зумовленого перетворенням часового масштабу, включеним в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Наприклад, можна реалізувати генератор збудження A300 діапазону високих частот, що включає в себе реалізацію лінії затримки D120, яка здатна приймати сигнал SD10 даних регуляризації або відображені значення затримки SD10a, і застосовувати відповідний зворотний часовий зсув до вузькосмугового сигналу збудження S80, і/або до подальшого сигналу на його основі, наприклад, гармонічно розширеного сигналу S160 або сигналу збудження S120 діапазону високих частот. Додаткові реалізації широкосмугового мовного кодера можуть бути здатні кодувати вузькосмуговий мовний сигнал S20 і мовний сигнал S30 діапазону високих частот незалежно один від одного, внаслідок чого мовний сигнал S30 діапазону високих частот кодується як представлення спектральної обвідної в діапазоні високих частот і сигналу збудження діапазону високих частот. Така реалізація може бути здатна здійснювати перетворення часового масштабу залишкового сигналу діапазону високих частот або інакше включати перетворення часового масштабу в кодований сигнал збудження діапазону високих частот, згідно з інформацією, пов'язаною з перетворенням часового масштабу, включеним в кодований вузькосмуговий сигнал збудження. Наприклад, кодер діапазону високих частот можевключати в себе реалізацію описаних тут лінії затримки D120 і/або блока D110 відображення значень затримки, які здатні застосовувати перетворення часового масштабу до залишкового сигналу діапазону високих частот. Потенційні переваги такої операції включають в себе більш ефективне кодування залишкового сигналу діапазону високих частот і кращий збіг між синтезованими вузькосмуговим і мовними сигналами діапазону високих частот. 51 Як відмічено вище, описані тут варіанти здійснення включають в себе реалізації, які можна використовувати для здійснення вбудованого кодування, підтримки сумісності з вузькосмуговими системами і позбавлення необхідності в перекодуванні. Підтримка кодування в діапазоні високих частот також може служити для диференціації, в залежності від вартості, між мікросхемами, наборами мікросхем, пристроями і/або мережами, що мають широкосмугову підтримку із зворотною сумісністю, і мають тільки вузькосмугову підтримку. Описану тут підтримку кодування в діапазоні високих частот також можна використати спільно з технікою для підтримання кодування в діапазону низьких частот, і система, спосіб або пристрій згідно з таким варіантом здійснення може підтримувати кодування частотних складових від, наприклад, близько 50 або 100 Гц до близько 7 або 8 кГц. Як відмічено вище, додавання підтримки діапазону високих частот до мовного кодера може підвищити розбірливість мови, особливо відносно розрізнення фрикативних звуків. Хоч слухачлюдина звичайно може розрізнювати такі звуки на основі конкретного контексту, підтримка діапазону високих частот може служити могутнім допоміжним засобом в розпізнаванні мови і інших додатках машинної інтерпретації, наприклад системах для автоматичної навігації по голосовому меню і/або автоматичній обробці виклику. Пристрій згідно з варіантом здійснення можна вбудувати в портативний пристрій безпровідного зв'язку, наприклад, стільниковий телефон або кишеньковий персональний комп'ютер (PDA). Альтернативно, такий пристрій може входити до складу іншого пристрою зв'язку, наприклад, телефонної трубки VoIP, персонального комп'ютера, здатного підтримувати зв'язок по стандарту VoIP, або мережного пристрою, здатного маршрутизувати телефонні або VoIP виклики. Наприклад, пристрій згідно з варіантом здійснення можна реалізувати у вигляді мікросхеми або набору мікросхем для пристрою зв'язку. В залежності від конкретного застосування, такий пристрій також може включати в себе такі особливості, як аналого-цифрове і/або цифро-аналогове перетворення мовного сигналу, схему для здійснення посилення і/або іншої операції обробки сигналу на мовному сигналі і/або радіочастотну схему для передачі і/або прийому кодованого мовного сигналу. Ми в явному вигляді передбачаємо, що варіанти здійснення можуть включати в себе і/або використовувати одну або декілька інших особливостей, розкритих в попередніх патентних заявках США №№ 60/667,901 і 60/673,965 (зараз публікації US № 2006/0282263, 2007/0088558, 2007/0088541, 2006/0277042, 2007/0088542, 2006/0277038, 2006/0271356 та 2008/0126086), пріоритет яких вимагає дана заявка. Такі особливості включають в себе видалення високоенергетичних імпульсів малої тривалості, які виникають у верхньому діапазоні і, по суті, відсутні у вузькому діапазоні. Такі особливості включають в себе фіксоване або адаптивне згладжування представлень коефіцієнтів, наприклад LSF діапазону високих частот. Такі особливості включають в себе фіксоване або ада 93677 52 птивне перетворення форми шуму, пов'язаного з квантуванням представлень коефіцієнтів, наприклад LSF. Такі особливості також включають в себе фіксоване або адаптивне згладжування обвідної посилення і адаптивне ослаблення обвідної посилення. Вищенаведене представлення описаних варіантів здійснення забезпечене для того, щоб фахівці в даній галузі могли використати даний винахід. Можливі різні модифікації цих варіантів здійснення, і представлені тут загальні принципи застосовні і до інших варіантів здійснення. Наприклад, варіант здійснення можна реалізувати повністю або частково у вигляді електронної схеми, у вигляді конфігурації схем, скомпонованої на спеціалізованій інтегральній схемі, або у вигляді програмно-апаратного забезпечення, завантаженого в енергонезалежний запам'ятовуючий пристрій, або програмного забезпечення, завантажуваного з або на носій даних у вигляді машиночитаного коду, причому такий код являє собою команди, що виконуються матрицею логічних елементів, наприклад, мікропроцесором або іншим блоком цифрової обробки сигналу. Носій даних може являти собою матрицю елементів зберігання, наприклад напівпровідниковий ЗП (який може включати в себе, без обмеження, динамічний або статичний ОЗП (оперативний ЗП), ПЗП (постійний ЗП), і/або флешпам'ять), або сегнетоелектричний ЗП, магніторезистивний ЗП, ЗП на аморфних напівпровідниках, полімерний ЗП або ЗП на основі фазовиx переходів; або дисковий носій, наприклад магнітний або оптичний диск. Термін "програмне забезпечення" потрібно розуміти в значенні, що включає в себе вихідний код, код на мові асемблера, машинний код, двійковий код, зашиту програму, макрокод, мікрокод, один або декілька наборів або послідовностей команд, що виконуються матрицею логічних елементів, і будь-яку комбінацію таких прикладів. Різні елементи реалізації генераторів збудження А300 і В300 діапазону високих частот, кодера А100 діапазону високих частот, декодера В200 діапазону високих частот, широкосмугового мовного кодера А100 і широкосмугового мовного декодера В100 можна реалізувати у вигляді електронних і/або оптичних пристроїв, розміщених, наприклад, на одній і тій же мікросхемі або на двох або більше мікросхемах в наборі мікросхем, хоч можливі і інші конфігурації без такого обмеження. Один або декілька елементів такого пристрою можна реалізувати повністю або частково у вигляді одного або декількох наборів команд, призначених для виконання на одній або декількох фіксованих або програмованих матрицях логічних елементів (наприклад, транзисторів, вентилів), наприклад мікропроцесорах, вбудованих процесорах, основних послугах IP, цифрових сигнальних процесорах, FPGA (вентильних матрицях, програмованих користувачем), ASSP (спеціалізованих стандартних продуктах) і ASIC (спеціалізованих інтегральних схемах). Один або декілька таких елементів також можуть бути об'єднані в загальну структуру (наприклад, процесор, що використовується для виконання частин коду, відповідних різним елеме 53 нтам, в різний час, набір команд, що виконуються для здійснення задач, відповідних різним елементам, в різний час, або конфігурацію електронних і/або оптичних пристроїв, що здійснюють операції для різних елементів в різний час). Крім того, один або декілька таких елементів можна використовувати для здійснення задач або виконання інших наборів команд, які безпосередньо не пов'язані з роботою пристрою, наприклад, задачі, що належить до іншої операції пристрою або системи, в яку вбудований пристрій. На Фіг. 30 показана логічна блок-схема способу М100, згідно з варіантом здійснення, кодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має вузькосмугову частину і частину в діапазоні високих частот. Задача X100 обчислює набір параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот. Задача Х200 обчислює спектрально розширений сигнал шляхом застосування нелінійної функції до сигналу, одержаного з вузькосмугової частини. Задача Х300 генерує синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з (А) набором параметрів фільтра, і (В) сигналом збудження діапазону високих частот, заснованим на спектрально розширеному сигналі. Задача Х400 обчислює обвідну посилення на основі співвідношення між (С) енергією частини в діапазоні високих частот, і (D) енергією сигналу, одержаного з вузькосмугової частини. На Фіг. 31а показана логічна блок-схема способу М200 генерації сигналу збудження діапазону високих частот згідно з варіантом здійснення. Задача Υ100 обчислює гармонічно розширений сигнал шляхом застосування нелінійної функції до вузькосмугового сигналу збудження, одержаного з вузькосмугової частини мовного сигналу. Задача Υ200 змішує гармонічно розширений сигнал з модульованим шумовим сигналом для генерації сигналу збудження діапазону високих частот. На Фіг. 31b показана логічна блок-схема способу М210 генерації сигналу збудження діапазону високих частот згідно з іншим варіантом здійснення, що включає в себе задачі Υ300 і Υ400. Задача Υ300 обчислює обвідну у часовому вимірюванні у вигляді розподілу енергії за часом для одного з вузькосмугового сигналу збудження і гармонічно розширеного сигналу. Задача Υ400 модулює шумовий 93677 54 сигнал згідно з обвідною у часовому вимірюванні для створення модульованого шумового сигналу. На Фіг. 32 показана логічна блок-схема способу М300 згідно з варіантом здійснення, декодування частини мовного сигналу діапазону високих частот, що має вузькосмугову частину і частину в діапазоні високих частот. Задача Ζ100 приймає набір параметрів фільтра, що характеризують спектральну обвідну частини в діапазоні високих частот і набір коефіцієнтів посилення, що характеризують часову обвідну частини в діапазоні високих частот. Задача Z200 обчислює спектрально розширений сигнал шляхом застосування нелінійної функції до сигналу, одержаного з вузькосмугової частини. Задача Z300 генерує синтезований сигнал діапазону високих частот згідно з (А) набором параметрів фільтра, і (В) сигналом збудження діапазону високих частот, заснованим на спектрально розширеному сигналі. Задача Z400 модулює обвідну посилення синтезованого сигналу діапазону високих частот на основі набору коефіцієнтів посилення. Наприклад, задача Z400 може бути здатна модулювати обвідну посилення синтезованого сигналу діапазону високих частот шляхом застосування набору коефіцієнтів посилення до сигналу збудження, одержаному з вузькосмугової частини, до спектрально розширеного сигналу, до сигналу збудження діапазону високих частот або до синтезованого сигналу діапазону високих частот. Варіанти здійснення також включають в себе додаткові способи мовного кодування, кодування і декодування, чітко розкриті тут, наприклад, за допомогою описів структурних варіантів здійснення, здатних здійснювати такі способи. Кожний з цих способів також може бути матеріально реалізований (наприклад, на одному або декількох з вищеперелічених носіїв даних) у вигляді одного або декількох наборів команд, зчитуваних і/або виконуваних машиною, включаючи матрицю логічних елементів (наприклад, процесор, мікропроцесор, мікроконтролер або інший кінцевий автомат). Таким чином, даний винахід не передбачає обмеження вищеописаними варіантами здійснення, але підлягає розгляду в найширшому об'ємі, що узгоджується з принципами і новими ознаками, розкритими тут будь-яким чином, в тому числі в прикладеній формулі винаходу, яка становить частину первинного розкриття. 55 93677 56 57 93677 58 59 93677 60