Спосіб захисту імпульсного радіолокатора від активної складової комбінованої завади

Реферат: Спосіб захисту імпульсного радіолокатора від активної складової комбінованої завади, за яким основним та компенсаційним каналом приймають корисні сигнали та завади, компенсують активну шумову заваду шляхом регулювання вагових коефіцієнтів поляризаційного (або просторового) фільтра, виконують селекцію корисних сигналів, наприклад, із застосуванням дискретного перетворення Фур'є, виявляють корисні сигнали на тлі пасивних завад та відображають виявлені радіолокаційні цілі на моніторі. Часові інтервали для адаптації вагових коефіцієнтів визначають шляхом поточного розрахунку нормованої автокореляційної функції (АКФ) в кожному елементі розрізнення по дальності основного каналу прийому та порівнюють ширину нормованої АКФ по фіксованому рівню з порогом. Якщо поріг перевищується, то приймають рішення, що прийнятий сигнал являє собою пасивну заваду, і поточний елемент розрізнення не використовують для формування вагових коефіцієнтів; якщо поріг не перевищується, то приймають рішення, що прийнятий сигнал являє собою активну шумову заваду, яку використовують для адаптації вагових коефіцієнтів просторового (поляризаційного) фільтра. UA 120630 U (12) UA 120630 U UA 120630 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 Корисна модель належить до галузі радіотехніки та може бути застосована для підвищення завадозахищеності імпульсних радіолокаторів в умовах дії комбінованих завад. В умовах одночасної дії на радіолокатор активної та пасивної завади остання, за рахунок просторово-розподіленого характеру віддзеркалень, декорелює точкове джерело активної завади [1]. Це приводить до зменшення міжканального коефіцієнта кореляції та, як наслідок, погіршення якості компенсації активної складової комбінованої завади. Відомий спосіб захисту імпульсних радіолокаційних станцій від комбінованих завад [2] з використанням порогової обробки коефіцієнта міжканальної кореляції (КМК) для визначення часових інтервалів з малими рівнями пасивної завади або за її відсутністю для формування вагових коефіцієнтів при компенсації активної шумової завади (АШЗ). За цим способом основним та компенсаційним каналами радіолокаційної станції (РЛС) приймають корисні сигнали та завади, компенсують АШЗ шляхом регулювання вагових коефіцієнтів поляризаційного (або просторового) фільтра, виконують селекцію корисних сигналів, виявляють їх на тлі пасивних завад та відображають виявлені радіолокаційні цілі на моніторі РЛС, причому формування вагових, коефіцієнтів виконують в кожному періоді повторення імпульсів на часових інтервалах з КМК, що перевищують пороговий рівень, а часові інтервали для адаптації вагових коефіцієнтів визначають шляхом поточного оцінювання коефіцієнта міжканальної кореляції по дальності. Недоліком наведеного способу є низька якість компенсації АШЗ через неможливість вибору часового інтервалу для підстроювання вагових коефіцієнтів з найменшим рівнем пасивної завади при пороговому оцінюванні міжканального коефіцієнта кореляції по дальності. Найбільш близьким по технічній суті, який прийнятий за прототип, є спосіб захисту когерентно-імпульсних РЛС від комбінованих завад [3], за яким основним та компенсаційним каналами РЛС приймають корисні сигнали та завади, компенсують активну шумову заваду шляхом регулювання вагових коефіцієнтів поляризаційного (або просторового) фільтра, виконують селекцію корисних сигналів, наприклад, із застосуванням дискретного перетворення Фур'є, виявляють корисні сигнали на тлі пасивних завад та відображають виявлені радіолокаційні цілі на моніторі РЛС, при цьому часові інтервали для підстроювання вагових коефіцієнтів визначають шляхом оцінювання розподілу коефіцієнта міжканальної кореляції по розгортці дальності, а саме значення КМК протягом розгортки дальності послідовно розраховують на інтервалах, довжина яких відповідає часу налаштування вагових коефіцієнтів авто компенсатора, та запам'ятовують, далі серед цих значень знаходять максимальне та запам'ятовують на якому інтервалі часу (дальності) воно спостерігалось, а в наступній розгортці дальності настроювання вагового коефіцієнта виконують саме на цьому інтервалі часу (дальності). Недоліком цього способу є затримка як у вирахуванні КМК, так і в обчисленні вагових коефіцієнтів відносно початку процесу компенсації АШЗ на час, що дорівнює періоду повторення імпульсів. В реальних умовах функціонування РЛС при скануванні антенної системи можуть суттєво змінюватись як міжканальні фазові зсуви, так і міжканальні відношення амплітуд сигналів в каналах прийому просторового фільтра на інтервалі періоду повторення імпульсів РЛС [4, 5], що погіршує якість компенсації АШЗ. В основу корисної моделі поставлена задача розробки способу захисту імпульсного радіолокатора від активних завад при одночасній дії пасивної завади, який забезпечує більш високу якість компенсації АШЗ за рахунок визначення часових інтервалів, на яких пасивна завада відсутня, шляхом поточного обчислення нормованої автокореляційної функції завад на кожному інтервалі AR, що визначає роздільну здатність РЛС по дальності: c R  i , (1) 2 де c - швидкість електромагнітної хвилі, i - довжина зондуючого імпульсу. Поставлена задача вирішується тим, що в способі захисту імпульсного радіолокатора від активної складової комбінованої завади, що пропонується, за яким основним та компенсаційним каналами РЛС приймають корисні сигнали та завади, компенсують активну шумову заваду шляхом регулювання вагових коефіцієнтів просторового фільтра, виконують селекцію корисних сигналів, наприклад, із застосуванням дискретного перетворення Фур'є, виявляють корисні сигнали на тлі пасивних завад та відображають виявлені радіолокаційні цілі на моніторі РЛС, причому регулювання вагових коефіцієнтів просторового фільтра виконують в кожному періоді повторення на часових інтервалах, де пасивна завада відсутня. Часові інтервали для адаптації вагових коефіцієнтів визначають шляхом додаткового поточного розрахунку нормованої авто 1 UA 120630 U 5 10 кореляційної функції (АКФ) сигналу, діючого в основному каналі прийому, та порівнюють ширину нормованої АКФ на фіксованому рівні з порогом. Якщо ширина нормованої АКФ перевищує встановлений рівень порогу, то приймають рішення, що прийнятий сигнал являє собою пасивну заваду і поточний j-тий часовий інтервал, що дорівнює роздільній здатності РЛС по дальності R j , не використовують для формування вагових коефіцієнтів просторового фільтра. Якщо в поточному інтервалі оцінювання діє активна завада, яка, як правило, має ширший спектр, то її АКФ у відповідності до теореми Вінера-Хінчина [6] буде вужчою (див. Фіг. 1, на якій R1 та R 2 - нормована АКФ активної та пасивної завади, відповідно). При цьому встановлений поріг не перевищується і приймається рішення щодо використання поточного часового інтервалу, що визначає роздільну здатність R по дальності, для формування вагових коефіцієнтів просторового фільтра. В процесі аналізу прийнятого сигналу на кожному інтервалі R формують АКФ R(p) сигналу, нормовану до його потужності [7]: n n i 1 i 15 R(p)   x1x i  p /  xi2 , (2) 20 де i - порядковий номер відліку прийнятого сигналу; n - кількість відліків прийнятого сигналу; xi - амплітуда прийнятого сигналу в і-тому відліку; , p - кількість відліків, що затримуються при формування АКФ, (p  1 , n) . При цьому час затримки сигналу  при формуванні нормованої АКФ дорівнює: 25 30 35 40 45 50 55    p i . (3) n Суть методу полягає в наступному. Відомо, що на інтервалах дальності, де одночасно з АШЗ діє пасивна завада, компенсація АШЗ значно погіршується. Це обумовлено декореляцією активної завади пасивною внаслідок просторово-розподіленого характеру останньої. Спосіб, що пропонується, шляхом вирахування АКФ сигналу, що приймається основним каналом прийому просторового (поляризаційного) фільтра, дозволяє визначити інтервали розрізнення по дальності, на яких діє пасивна завада. При цьому шляхом порівняння ширини АКФ з порогом визначають ті елементи розрізнення по дальності, на яких діє пасивна завада, та вилучають їх при формуванні вагових коефіцієнтів адаптивного фільтра. Це дозволяє сформувати класифікаційну навчальну вибірку, породженою лише АШЗ, та забезпечити високу якість компенсації останньої. Суть корисної моделі пояснюють креслення. Фіг. 1 - нормовані АКФ активної R1 та пасивної R 2 завади. Фіг. 2 - структурна схема приймальної частини імпульсної РЛС, в якій реалізовано заявлений спосіб. Фіг. 3 - структурна схема пристрою аналізу прийнятих сигналів. Структурна схема приймальної частини імпульсної РЛС (Фіг. 2) містить дуальнополяризовану антену 1, основний 2 та компенсаційний 3 канали прийому, пристрій аналізу прийнятих сигналів 4, автокомпенстор 5, який містить помножувач 6, запам'ятовуючий пристрій 7, формувач вагових коефіцієнтів 8, суматор 9 та пристрій фазової фільтрації 10, виявлювач 11 та монітор 12. Пристрій для аналізу прийнятого сигналу 4 містить (Фіг. 2, 3) аналогово-цифровий перетворювач (АЦП) 13, детектор огинаючої 14, n пристроїв затримки 15, квадратор 16, nпомножувачів 17, накопичуючий суматор 18, n накопичуючих суматорів 19, n поділювачів 20, блок визначення ширини АКФ 21 та пороговий пристрій 22. Виходи дуальнополяризованої антени 1 підключені до основного 2 та компенсаційного 3 приймальних каналів. Вихід основного каналу 2 підключено до першого входу суматора 9 авто компенсатора 5 та до входу пристрою аналізу прийнятого сигналу 4. Вихід компенсаційного каналу 3 підключено до першого входу формувача вагових коефіцієнтів 8 та до другого входу суматора 9 через помножувач 6. Вихід суматора 9 підключений до другого входу формувача вагових коефіцієнтів 8 та до послідовно з'єднаних пристрою фазової фільтрації 10, виявлювача 11 та монітора 12. Вихід формувача вагових коефіцієнтів 8 через запам'ятовуючий пристрій 7 підключений до другого входу помножувача 6. Управляючий вхід запам'ятовуючого пристрою 7 з'єднаний з виходом пристрою аналізу прийнятого сигналу 4. Входом пристрою аналізу прийнятого сигналу 4 (Фіг. 3) є детектор огинаючої 14, вихід детектора під'єднано до входу АЦП 13, вихід якого з'єднано з n входами пристроїв затримки 15, 2 UA 120630 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 першими входами n помножувачів 17, входами квадратора 16. Виходи пристроїв затримки 15 підключені до других входів відповідних помножувачів 17, виходи яких з'єднані з входами відповідних накопичувальних суматорів 19. Вихід квадратора 16 підключено до входу накопичувального суматора 18, виходи n суматорів 19 з'єднані з першими виходами відповідних подільників 20, другі входи яких підключені до виходу накопичувального суматора 18. Виходи подільників 20 під'єднані до відповідних n входів блока визначення ширини АКФ 21, вихід якого підключено до входу порогового пристрою 22, вихід порогового пристрою 22 є виходом пристрою аналізу прийнятого сигналу 4. Приймальна частина імпульсної РЛС, в якій реалізовано спосіб, що заявляється, працює наступним чином. В процесі роботи РЛС дуальнополяризованою антеною 1 приймаються як корисні сигнали, так і активні та пасивні завади, які надходять до основного 2 та компенсаційного 3 каналів прийому. З виходу основного каналу сигнали надходять до пристрою аналізу прийнятого сигналу 4, де визначається, чи являється прийнятий сигнал пасивною завадою, чи цей сигнал являє собою АШЗ. Аналіз прийнятого сигналу в пристрої 4 виконують по ширині його нормованої автокореляційної функції. Для цього детектором 14 виділяється огинаюча сигналу. В АЦП 13 сигнал з аналогового перетворюється в цифровий і подається на входи n пристроїв затримки 15. В кожному з пристроїв затримки 15 сигнал затримується на час, що дорівнює pi / n (3). З виходу n пристроїв затримки 15 сигнали надходять на перші входи помножувачів 17, на другі входи яких з виходу АЦП 13 поступає не затриманий сигнал. Таким чином, на виходах помножувачів 17 отримують результати множення для кожної дискрети сигналу. Сигнал з АЦП також надходить на входи квадратора 16, в якому для кожної дискрети визначається його потужність. З виходів n помножувачів 17 і квадратора 16 сигнали подаються до n накопичувальних суматорів 19 та до накопичувального суматора 18, відповідно. Отримані на виходах n суматорів 19 сигнали надходять на перші входи n подільників 20 (в якості чисельника), на другі входи надходить сигнал з накопичувального суматора 18 (в якості знаменника). В результаті на виходах n подільників 20 формуються значення АКФ прийнятого сигналу, нормовані по його потужності (2), при цьому кожне значення АКФ відповідає своєму часу затримки pi / n (3). Отримані значення АКФ надходять на n входів блока визначення ширини АКФ 21, в якому шляхом порівняння визначається порядковий номер подільника 20, pk на виході якого нормована АКФ найбільш близька до фіксованого рівня, наприклад, 0,5. Виміряна таким чином ширина нормованої АКФ pk i / n виходу блока 21 надходить на пороговий пристрій 22. Величину порогу в пристрої 22 встановлюють такою, щоб ймовірність його перевищення при дії АШЗ була достатньо малою. При перевищенні порогу приймається рішення, що в даному інтервалі R (1), який визначає роздільну здатність РЛС, діє пасивна завада. При цьому на виході порогового пристрою 22 формується логічний рівень, який переводить запам'ятовуючий пристрій 7 з режиму лінійної передачі вагових коефіцієнтів в режим запам'ятовування. Завдяки цьому виключається вплив пасивної завади на формування вагових коефіцієнтів поляризаційного (просторового) фільтра. Позитивним також є те, що запропонований спосіб за рахунок аналізу складових комбінованої завади в кожному елементі розділення R , що забезпечує можливість сформувати класифікаційну навчальну вибірку максимальної довжини в межах всього періоду повторення зондуючих імпульсів РЛС. В цілому запропонований спосіб забезпечує більш ефективну компенсацію активної складової комбінованої завади в реальних умовах функціонування РЛС. При реалізації структурної схеми, наведеної на Фіг. 2, необхідно врахувати наступне: - по-перше необхідність отримання n відліків сигналів на інтервалі R ; - по-друге після класифікації завад, що виконується в пристрої 4, раціонально перейти при подальшій обробці сигналів до смуги пропускання, узгодженої зі спектром корисного сигналу. Це надає певні додаткові можливості забезпечення ідентичності амплітудно-частотних та фазочастотних характеристик приймальних каналів, що підвищує якість компенсації АШЗ. Джерела інформації: 1. Журавльов А.К. Адаптивные радиотехнические системи с антенними решетками [Текст]/ А.К. Журавльов, В.А. Хлебников и др. - Л.: Изд. Ленинградского университета, 1991. - 544с. 2. Пат. 59472 Україна, МКІ 0018 7/36. Спосіб захисту когерентно-імпульсної РЛС від комбінованих завад [Текст] / Піза Д.М., Залевський О.П., Рудик О.В.; заявник та патентовласник Запорізький національний технічний університет; U201100064, заявл. 28.08.2011; опубл. 10.05.2011, Бюл. № 9. 3 UA 120630 U 5 10 15 3. Пат. 78120 Україна, МПК 0018 7/36 Спосіб захисту когерентно-імпульсних радіолокаційних станцій від комбінованих завад [Текст]/ Піза Д.М., Сіренко А.С.; Запорізький національний технічний університет - U201210218; Заявл. 28.08.2012; Опубл. 11.03.2013, Бюл. № 5. 4. Рябуха В.П., Рачков Д.С, Семеняка А.В., Катюшин Е.А. Оценка интервала фиксации пространственного весового вектора при последовательной пространственно-временной обработке сигналов на фоне комбинированных помех [Текст] / В.П. Рябуха, Д.С. Рачков, А.В. Семеняка, Е.А. Катюшин // Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника. - 2012. - № 10, - С. 13-25. 5. Разработка и обоснование рекомендаций по построению систем пространственновременной обработки сигналов в условиях воздействия комбинированных помех. Шифр "Интерференция" [Текст]: отчет о НИР (заключительный) / Запорожский национальный технический университет: рук. Пиза Д.М. - Запорожье, 2014: 50с. - № ГР 0U4U02636. 6. Радиотехнические цепи и сигналы [Текст]: учеб. пособие для вузов / И.С: Гоноровский Сов. радио, 1977. - 608 с. 7. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. - М.: Мир, 1978. - 848 с. ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 20 25 30 Спосіб захисту імпульсного радіолокатора від активної складової комбінованої завади, за яким основним та компенсаційним каналом приймають корисні сигнали та завади, компенсують активну шумову заваду шляхом регулювання вагових коефіцієнтів поляризаційного (або просторового) фільтра, виконують селекцію корисних сигналів, наприклад, із застосуванням дискретного перетворення Фур'є, виявляють корисні сигнали на тлі пасивних завад та відображають виявлені радіолокаційні цілі на моніторі, який відрізняється тим, що часові інтервали для адаптації вагових коефіцієнтів визначають шляхом поточного розрахунку нормованої автокореляційної функції (АКФ) в кожному елементі розрізнення по дальності основного каналу прийому та порівнюють ширину нормованої АКФ по фіксованому рівню з порогом, при цьому: якщо поріг перевищується, то приймається рішення, що прийнятий сигнал являє собою пасивну заваду, і поточний елемент розрізнення не використовують для формування вагових коефіцієнтів; якщо поріг не перевищується, то приймається рішення, що прийнятий сигнал являє собою активну шумову заваду, яку використовують для адаптації вагових коефіцієнтів просторового (поляризаційного) фільтра. 4 UA 120630 U Комп’ютерна верстка В. Мацело Міністерство економічного розвитку і торгівлі України, вул. М. Грушевського, 12/2, м. Київ, 01008, Україна ДП “Український інститут інтелектуальної власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 5