Пристрій та спосіб корекції обвідної спектра сигналу

Даний винахід стосується систем, що здійснюють корекцію обвідної спектра аудіосигналів з допомогою дійсно-значного блока фільтрів, розбитого на піддіапазони. Це зменшує ефект спотворення від накладання спектрів, який виникає при використанні дійсно-значного блока фільтрів для корекції обвідної спектра. Це дозволяє також точно обчислити енергію синусоїдальних складових у дійсно-значному блоці фільтрів з піддіапазонами. В [документі PCT/SE02/00626 "Зменшення спотворень від накладання спектрів при використанні комплексних експоненціально модульованих блоків фільтрів"] показано, що блок фільтрів, модульований комплекснопоказниковою функцією, є чудовим інструментом для корекції обвідної спектра аудіосигналів. У такій процедурі обвідна спектра сигналу представлена значеннями енергії, котрі відповідають певним каналам блока фільтрів. За рахунок оцінки поточної енергії в таких каналах, відповідні вибірки піддіапазонів можуть бути змінені так, щоб мати бажану енергію, а отже, відкориговану обвідну спектра. Якщо обмеження, пов'язані із складністю розрахунків, перешкоджають використанню блока фільтрів, модульованого комплексно-показниковою функцією, а є можливість реалізувати лише косинусний варіант модуляції (дійсно-значний), то у разі використання такого блока фільтрів для корекції обвідної спектра одержимо сильний ефект спотворення від накладання спектрів. Це особливо проявляється для звукових сигналів із сильною тональною структурою, де паразитні складові, утворені при накладанні спектрів, викличуть інтермодуляцію із складовими первинного спектра. Даним винаходом пропонується рішення цієї проблеми шляхом уведення обмежень на значення підсилення як функції частоти, у формі, залежній від сигналу. Задачею даного винаходу є забезпечення поліпшеної методики для корекції обвідної спектра. Ця мета досягається з допомогою пристрою або способу для корекції обвідної спектра сигналу відповідно до пунктів 1 або 19 формули або ж за допомогою комп'ютерної програми згідно з п.20 формули. Даний винахід стосується проблеми інтермодуляції, викликаної спотворенням від накладання спектрів, у дійсно-значному блоці фільтрів, що використовується для корекції обвідної спектра. В даному винаході проводять аналіз вхідного сигналу, а одержану інформацію використовують, щоб обмежити можливості блока фільтрів щодо корекції обвідної спектра, групуючи значення підсилення сусідніх каналів у порядку, визначеному спектральною характеристикою сигналу на даний час. Для дійсно-значного блока фільтрів, наприклад, псевдо-QMF, де перехідні смуги частково перекриваються лише з найближчим сусідом, можна показати, що за рахунок властивостей заглушення спотворень, спотворення від накладання спектрів утримується нижче рівня смуги затухання фільтра-прототипу (фільтр нижніх частот згідно з [PCT/SE/00626]). Якщо фільтр-прототип розроблено з достатнім придушенням спотворень від накладання спектрів, то з пізнавальної точки зору блок фільтрів є довершеним фільтром відновлювального типу, хоча цього немає в строгому математичному сенсі. Проте, якщо підсилення сусідніх каналів змінюються між аналізом і синтезом, то властивості заглушення спотворень порушуються, і у вихідному сигналі виразно з'являться паразитні складові. Шляхом виконання лінійного прогнозу нижчого порядку щодо вибірок піддіапазонів каналів блока фільтрів, можна оцінити, спостерігаючи за властивостями полінома LPC (лінійного прогнозного кодування), у якому з каналів блока фільтрів присутня сильна тональна складова. Отже, можна оцінити, які саме сусідні канали не повинні мати незалежних значень підсилення, аби уникнути сильної паразитної складової від тональної складової, присутньої в цьому каналі. Даний винахід має такі характерні особливості: - Засоби аналізу каналів піддіапазонів для оцінки, в якому з каналів піддіапазонів присутня сильна тональна складова; - Проведення аналізу за допомогою лінійного предиктора нижчого порядку в кожному каналі піддіапазонів; - Прийняття рішення по групуванню за підсиленням на основі місцезнаходження нулів полінома LPC; - Точне обчислення енергії для дійсно-значного виконання. Даний винахід далі буде описано за допомогою пояснювальних прикладів, які не обмежують обсягу або сутності винаходу, з посиланням на додані ілюстрації, де: Фіг.1 - ілюстрація частотного аналізу діапазону частот первинного сигналу, який містить кратні синусоїдальні складові; показано діапазон частот, зайнятий каналами від 15 до 24 блока фільтрів з М каналами піддіапазонів. У цьому аналізі роздільна здатність по частоті показана навмисно вищою, ніж роздільна здатність по частоті використовуваних блоків фільтрів, для того, щоб показати, в якому каналі блока фільтрів присутня синусоїдальна складова; Фіг.2 - вектор підсилення, що містить значення підсилення, які мають бути застосовані до піддіапазонних каналів 15-24 первинного сигналу; Фіг.3 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в дійсно-значному варіанті виконання без застосування даного винаходу; Фіг.4 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в комплексно-значному виконанні; Фіг.5 показує, в якій половині кожного з каналів присутня синусоїдальна складова; Фіг.6 - групування каналів, якому згідно з даним винаходом віддається перевага; Фіг.7 - вихідний сигнал від згаданої вище корекції підсилення в дійсно-значному виконанні згідно з даним винаходом; Фіг.8 - блок-схема пристрою, що пропонується винаходом; Фіг.9 - комбінації аналізуючих і синтезучих блоків фільтрів, до яких переважно може бути застосованим винахід; Фіг.10- блок-схема засобів перевірки з Фіг.8 відповідно до варіанту здійснення винаходу, якому віддається перевага; та Фіг.11 - блок-схема засобів корекції підсилення з Фіг.8 відповідно до варіанту здійснення даного винаходу, якому віддається перевага. Описані нижче варіанти здійснення винаходу наведені лише з метою ілюстрації принципів даного винаходу, спрямованого на поліпшення коректора обвідної спектра, в основу якого покладено дійсно-значний блок фільтрів. Зрозуміло, що спеціалісти галузі знайдуть інші модифікації і варіанти описаних тут компонування та деталей. А тому в описі закладене прагнення бути обмеженим лише обсягом доданої формули патенту, а не конкретними деталями, які представлені при описуванні і поясненні варіантів здійснення винаходу. В наступному описі використаний дійсно-значний псевдо-QMF, котрий містить дійсно-значний аналіз, а також дійсно-значний синтез. Однак, слід розуміти, що проблема спотворення від накладання спектрів, яка розглядається в даному винаході, з'являється також для систем з комплексним аналізом і дійсно-значним синтезом, а також у будь-якому іншому модульованому косинусом блоці фільтрів, що знаходиться осторонь від псевдо-QMF, використаного в цьому описі. Даний винахід може бути застосованим і до таких систем. У псевдоQMF кожен канал частково перекриває лише свого сусіда по частоті. На подальших фігурах частотна характеристика каналів показана штриховими лініями. Це зроблено лише з метою ілюстрації, аби відмітити часткове перекриття каналів, і його не потрібно представляти як фактичний відклик каналу, наданий фільтромпрототипом. На Фіг.1 показано частотний аналіз первинного сигналу. На фігурі відображено лише діапазон частот, що простягається від 15×p/М до 25×p/М М-канального блока фільтрів. Номери каналів, які вказані в наступному описі, визначаються їх нижньою частотою розділення каналів, отже, канал 16 охоплює діапазон частот від 16×p/М до 17×p/М, за винятком часткового перекриття з його сусідами. Якщо не зроблено ніяких видозмін щодо вибірок піддіапазонів між аналізом і синтезом, то спотворення від накладання спектрів буде обмежене властивостями фільтра-прототипу. Якщо ж вибірки піддіапазонів для сусідніх каналів змінені згідно з вектором підсилення, як показано на Фіг.2, з незалежними значеннями підсилення для кожного каналу, то втрачаються властивості заглушення спотворень. Отже, у вихідному сигналі з'явиться паразитна складова, дзеркально відображена відносно області розділення каналів блока фільтрів, як це показано на Фіг.3. Цього не відбувається для комплексного варіанту, як підкреслено в [документі PCT/SE02/00626], де вихідний сигнал, показаний на Фіг.4, не зазнає збурення паразитними складовими. Щоб уникнути паразитних складових, які викликають сильне інтермодуляційне спотворення вихідного сигналу, даним винаходом пропонується, що два сусідні канали, які охоплюють одну синусоїдальну складову, наприклад, канали 18 і 19 на Фіг.1, повинні бути змінені однаково, тобто коефіцієнт підсилення, застосований до цих двох каналів, повинен бути ідентичним. Надалі це називатиметься, як спарене підсилення цих каналів. При цьому, звичайно, мається на увазі, що для зменшення спотворень від накладання спектрів у жертву приноситься роздільна здатність по частоті коректора обвідної. Проте, при заданій достатній кількості каналів, втрата роздільної здатності по частоті є невеликою ціною, яку маємо заплатити за відсутність сильного інтермодуляційного спотворення. Щоб оцінити, які канали повинні мати спарене підсилення, у даному винаході пропонується використати внутрішньодіапазонний лінійний прогноз. Якщо використовується лінійний прогноз нижчого порядку, наприклад, поліном LPC другого порядку, то цей інструмент частотного аналізу може розрізнити одну синусоїдальну складову в кожному каналі. Слідкуючи за знаком першого коефіцієнта полінома предиктора, легко визначити, де розташована синусоїдальна складова, у верхній чи в нижчій половині діапазону частот каналу піддіапазону. Прогнозний поліном другого порядку A(z)=1-а1z-1-а2z-2 (1) одержують з допомогою лінійного прогнозу з використанням методу автокореляції або коваріантного методу для кожного каналу в блоці фільтрів QMF, який буде підданий корекції обвідної спектра. Знак для каналу блока фільтрів QMF визначається як: (2) де k - номер каналу, М - число каналів, і де взято до уваги інверсію частоти кожного з інших каналів QMF. Отже, для кожного каналу можна оцінити, де розташована сильна тональна складова, і, таким чином, згрупувати разом канали, які охоплюють одну сильну синусоїдальну складову. На Фіг.5 показано знак кожного каналу, а отже, показано, в якій половині каналу піддіапазону розташована синусоїдальна складова, тут +1 вказує на верхню половину, а -1 вказує на нижню половину. Винаходом пропонується, що для уникнення паразитних складових коефіцієнти підсилення каналів піддіапазонів повинні бути згруповані для тих каналів, де канал k має від'ємний знак, а канал k-1 має додатній знак. Відповідно, знаки каналів, що ілюструються фігурою 5, дають необхідне групування згідно з Фіг.6, де згруповані канали 16 і 17, згруповані канали 18 і 19, згруповані канали 21 і 22, і згруповані канали 23 і 24. Це означає, що значення підсилення gк(m) для згрупованих каналів k і k-1 розраховуються разом, а не окремо, згідно з: (3) де Erefk(m) - базисна енергія, а Ек(m) - енергія, оцінена в точці m у часі. Це гарантує, що згруповані канали дістануть однакові значення підсилення. Таке групування коефіцієнтів підсилення зберігає властивості блока фільтрів щодо заглушення спотворень і дає вихідний сигнал згідно з Фіг.7. Тут очевидно, що паразитні складові, які присутні на Фіг.3, зникли. Якщо сильна синусоїдальна складова відсутня, то нулі все-таки будуть розташовані в кожній половині z-площини, що вказано знаком каналу, і канали будуть відповідним чином групуватися. Це означає, що немає жодної потреби визначати з допомогою детектування, чи є там сильна тональна складова, чи ні. У дійсно-значному блоці фільтрів оцінка енергії не є прямою, як у комплексному зображенні. Якщо енергія обчислена шляхом підсумовування квадратів вибірок піддіапазонів одного каналу, то є ризик відстежування часової обвідної сигналу замість фактичної енергії. Це пов'язано з тим фактом, що синусоїдальна складова може мати довільну частоту від 0 до ширини каналу блока фільтрів. Якщо в каналі блока фільтрів присутня синусоїдальна складова, вона може мати дуже низьку відносну частоту, хоча в первинному сигналі вона є синусоїдальною складовою з високою частотою. Оцінювання енергії цього сигналу в дійсно-значній системі стає складним, оскільки, якщо час усереднення вибраний погано відносно частоти синусоїдальної складової, то може виникнути амплітудна модуляція звукового тону (коливання амплітуди), коли насправді енергія сигналу фактично незмінна. Проте, даним винаходом пропонується, що канали блока фільтрів повинні бути згруповані по два при заданому місцезнаходженні синусоїдальних складових. Це істотно зменшує проблему амплітудної модуляції звукового тону, як буде показано нижче. У блоці фільтрів з косинусоїдальною модуляцією аналізуючі фільтри hk(n) є косинус-модульованою версією симетричного фільтра-прототипу ро(n) нижніх частот: (4) де М - число каналів, k=0, 1,...,М-1, N - порядок фільтра-прототипу і n=0, 1,...,N. Тут передбачається, що симетрія фільтра-прототипу встановлена відносно n=N/2. Наведені нижче виведення подібні у випадку половини симетрії вибірки. При заданому вхідному синусоїдальному сигналі х(n) = Acos(Wn+q) з частотою 0£W£p сигнал каналу k³1 може бути приблизно розрахований за формулою: (5) де Р(w ) - дійсно-значне дискретне у часі Фур'є-перетворення зміщеного фільтра-прототипу po(n+N/2). Наближення гарне, коли член Р(W+p(k+1/2)/М) малий, і це витримується, зокрема, якщо Р(w ) незначне для |w|³p/М, ця гіпотеза лежить в основі наступного обговорення. Для корекції обвідної спектра енергію, усереднену в межах піддіапазону k, можна обчислити, як (6) де w(n) - вікно довжиною L. Підстановка рівняння (5) в рівняння (6) приводить до (7) де Y(W) - це фазовий член, який не залежить від k, a W(w ) - дискретне в часі Фур'є-перетворення вікна. Ця енергія може надзвичайно пульсувати, якщо частота W близька до цілого кратного p/М, хоча вхідний сигнал є стаціонарною синусоїдою. В системі, в основі якої лежать оцінки енергії такого єдиного каналу дійсно-значного аналізуючого блоку, з'являтимуться артефакти типу амплітудної модуляції звукового тону. З іншого боку, в припущенні, що p(k-1/2)/M£W£p(k+1/2)/М і що Р(w ) можна знехтувати для |w|³p/М, ненульові вихідні сигнали мають лише піддіапазонні канали k і k-1, і ці канали будуть групуватися разом, як пропонується даним винаходом. Оцінка енергії на основі цих двох каналів дорівнює: (8) (9) та (10 ) Для найбільш корисних конструкцій фільтрів-прототипів, витримується, що в заданому вище діапазоні частот член S(W) приблизно постійний. До того ж, якщо вікно v(n) має характер фільтра нижніх частот, то |eW| набагато менше, ніж, |W(0)|, так що флуктуації оцінки енергії згідно з рівнянням (8) істотно менші, ніж флуктуації згідно з рівнянням (7). На Фіг.8 показано запропонований пристрій для корекції обвідної спектра сигналу. Запропонований пристрій містить засоби 80 для забезпечення множини сигналів піддіапазонів. Слід відмітити, що сигнал піддіапазону зв'язаний з номером k каналу, який вказує на діапазон частот, котрий охоплюється цим сигналом піддіапазону. Сигнал піддіапазону починається від фільтра каналу, що має номер k в аналізуючому блоці фільтрів. Аналізуючий блок фільтрів має велику кількість фільтрів каналів, причому фільтр каналу з номером k має певний відклик каналу, який частково перекривається з відкликом каналу сусіднього фільтра, що має нижчий номер k-1 каналу. Часткове перекриття відбувається в певному інтервалі перекриття. Щодо інтервалів перекриття пошлемося на фігури 1, 3, 4 і 7, де штриховими лініями показано часткове перекриття імпульсних відкликів сусідніх фільтрів каналів аналізуючого блока фільтрів. Вихідні сигнали піддіапазонів, вироблені засобами 80 з Фіг.8, є вхідними сигналами для засобів 82 перевірки сигналів піддіапазонів щодо тих складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні спектрів. Зокрема, засоби 82 виконані зі здатністю перевіряти сигнал піддіапазону, пов'язаний з каналом номер k, і перевіряти сигнал сусіднього піддіапазону, що пов'язаний з каналом номер k-1. Це має визначити, чи мають сигнал піддіапазону і сигнал сусіднього піддіапазону, в інтервалі їх часткового перекриття, складові сигналу, які генерують спотворення, наприклад, синусоїдальну складову, як це показано на Фіг.1. Тут слід відмітити, що синусоїдальна складова сигналу, наприклад, у сигналі піддіапазону, який пов'язаний з каналом номер 15, не знаходиться в інтервалі часткового перекриття. Те ж саме стосується синусоїдальної складової сигналу в сигналі піддіапазону, який пов'язаний з каналом номер 20. Що стосується інших синусоїдальних складових, показаних на Фіг.1, то стає зрозумілим, що вони знаходяться в інтервалах часткового перекриття сигналів відповідних сусідніх піддіапазонів. Засоби 82 перевірки виконані зі здатністю ідентифікувати сигнали двох сусідніх піддіапазонів, які в інтервалі їх часткового перекриття мають складову сигналу, що генерує спотворення. Засоби 82 приєднані до засобів 84 для розрахунку значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів. Зокрема, засоби 84 виконані зі здатністю обчислювати перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення для сигналу піддіапазону, з одного боку, і сигналу сусіднього піддіапазону, з іншого боку. Обчислення виконується як відповідь на позитивний результат засобів перевірки. Зокрема, засоби для розрахунку виконані зі здатністю визначати перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення, які не є незалежними одне від одного, а залежать одне від одного. Засоби 84 дають на виході перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення. У цьому відношенні слід відмітити, що у варіанті здійснення винаходу, якому віддається перевага, перше значення корекції підсилення і друге значення корекції підсилення рівні одне одному. У разі зміни значень корекції підсилення, які були вирахувані, наприклад, у шифраторі з копіюванням смуги спектра (SBR), обидва змінені значення корекції підсилення, які відповідають первинним SBR значенням корекції підсилення, менші, ніж верхнє значення серед первинних значень, і більші, ніж нижче значення серед первинних, як це буде пояснено пізніше. Отже, засоби 84 для розрахунку значень корекції підсилення обчислюють два значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів. Ці значення корекції підсилення і безпосередньо сигнали піддіапазонів подаються до засобів 86 для корекції підсилення сигналів сусідніх піддіапазонів з використанням обчислених значень корекції підсилення. Корекція підсилення виконується засобами 86, переважно, множенням вибірок піддіапазонів на значення корекції підсилення, так що значення корекції підсилення - це коефіцієнти підсилення для корекції. Іншими словами, корекція підсилення сигналу піддіапазону, що має кілька вибірок, здійснюється шляхом множення кожної вибірки з цього піддіапазону на коефіцієнт підсилення для корекції, який був вирахуваний для відповідного піддіапазону. Таким чином, корекцією підсилення не зачіпається тонка структура сигналу піддіапазону. Іншими словами, відносні значення амплітуд вибірок піддіапазонів зберігаються, тоді як абсолютні значення амплітуд вибірок змінені за рахунок множення цих вибірок на значення корекції підсилення, пов'язане з відповідним сигналом піддіапазону. На виході засобів 86 отримуємо скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів. Коли ці скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів подають на вхід синтезуючого блока фільтрів, який переважно є дійсно-значним синтезуючим блоком фільтрів, то вихідний сигнал цього синтезуючого блока фільтрів, тобто синтезований вихідний сигнал, не проявляє істотних паразитних складових, як описано вище у зв'язку з Фіг.7. Тут слід відмітити, що коли значення підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів зроблені рівними один одному, то можна одержати повне заглушення паразитних складових. Проте, можна одержати як мінімум зменшення паразитних складових, коли значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів вирахувані залежно одне від одного. Коли значення корекції підсилення повністю не рівні одне одному, але ближчі одне до одного, ніж у випадку, де не виконано жодних кроків згідно з винаходом, то це вже означає, що отримано поліпшення ситуації із спотворенням від накладання спектрів. Зазвичай, даний винахід використовують у поєднанні з копіюванням смуги спектра (SBR) або з високочастотним відновленням (HFR), яке детально описано в [документі WO 98/57436 А2]. Як відомо, копіювання смуги спектра або високочастотне відновлення містять певні кроки з боку шифратора, як і певні кроки з боку дешифратора. У шифраторі, первинний сигнал, що має повну ширину смуги пропускання, кодується початковим шифратором. Початковий шифратор виробляє вихідний сигнал, тобто кодовану версію первинного сигналу, в якому одна або більше з частотних смуг, які входили в первинний сигнал, більше не включаються в кодовану версію цього первинного сигналу. Звичайно, кодована версія первинного сигналу містить лише низькочастотну смугу первинної ширини смуги пропускання. Високочастотна смуга первинної ширини смуги пропускання первинного сигналу не входить у кодовану версію первинного сигналу. З боку шифратора, додатково, існує аналізатор обвідної спектра, призначений для аналізу обвідної спектра первинного сигналу в смугах, котрі втрачаються в кодованій версії первинного сигналу. Ця втрачена смуга є, наприклад, високочастотною смугою. Аналізатор обвідної спектра виконаний зі здатністю створювати грубе представлення обвідної тієї смуги, котра втрачена в кодованій версії первинного сигналу. Це грубе представлення обвідної спектра може бути генероване кількома способами. Один спосіб полягає у пропусканні відповідної частини частот первинного сигналу через аналізуючий блок фільтрів, так що у відповідному діапазоні частот для відповідних каналів одержують відповідні сигнали піддіапазонів, та в обчисленні енергії кожного піддіапазону, і ці значення енергії є грубим представленням обвідної спектра. Інша можливість полягає в тому, щоб провести Фур'є-аналіз втраченої смуги і вирахувати енергію цієї втраченої смуги частот шляхом обчислення середньої енергії спектральних коефіцієнтів у такій групі, як критична смуга, якщо розглядаються звукові сигнали, використовуючи групування відповідно до добре відомої шкали Барка. У цьому випадку грубе представлення обвідної спектра складається з певних базисних значень енергії, причому з певною смугою частот пов'язане одне базисне значення енергії. Далі шифратор SBR ущільнює це грубе представлення обвідної спектра разом з кодованою версією первинного сигналу, аби сформувати вихідний сигнал, який передається до приймального пристрою або до готового до SBR копіювання дешифратора. Готовий до SBR копіювання дешифратор, як відомо, виконаний зі здатністю генерувати втрачену смугу частот, використовуючи певні або всі частотні смуги, отримані при дешифруванні кодованої версії первинного сигналу, аби отримати дешифровану версію цього первинного сигналу. Природно, що дешифрована версія первинного сигналу також не містить втраченої смуги. Тепер ця втрачена смуга відновлюється копіюванням смуги спектра з використанням смуг, які включені в первинний сигнал. Зокрема, в дешифрованій версії первинного сигналу вибирають одну або кілька смуг і копіюють їх у смуги, які повинні бути відновлені. Далі коригується тонка структура скопійованих сигналів піддіапазонів або частотно/спектральних коефіцієнтів, з допомогою значень корекції підсилення, які розраховані з використанням фактичної енергії сигналу піддіапазону, що був скопійованим, з одного боку, і з використанням базисної енергії, яку витягують із грубого представлення обвідної спектра, котре було передане від шифратора до дешифратора. Звичайно, коефіцієнт підсилення для корекції розраховують шляхом визначення відношення між базисною енергією і фактичною енергією та шляхом добування квадратного кореня з цієї величини. Це ситуація, яка була описана раніше з посиланням на Фіг.2. Зокрема, на Фіг.2 показані значення корекції підсилення, які були визначені, наприклад, блоком корекції підсилення при високочастотному відновленні або у готовому до SBR копіювання дешифраторі. Запропонований пристрій, який показано на Фіг.8, може бути використаним для повної заміни звичайного пристрою корекції SBR-підсилення або може використовуватися для збільшення можливостей відомого пристрою корекції підсилення. У першому випадку значення корекції підсилення визначаються для сигналів сусідніх піддіапазонів, які залежать один від одного, якщо сигнали сусідніх піддіапазонів мають проблему спотворення від накладання спектрів. Це означає, що у відкликах, котрі частково перекриваються, тих фільтрів, з яких походять сигнали сусідніх піддіапазонів, були присутні складові сигналу, що генерують спотворення, наприклад, тональна складова сигналу, як це обговорювалося у зв'язку з Фіг.1. У цьому випадку, значення корекції підсилення обчислюються з допомогою базисних енергій, переданих від готового до SBR копіювання шифратора і з допомогою оцінки для енергії скопійованих сигналів піддіапазонів, а також у відповідь засобам перевірки сигналів піддіапазонів щодо складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні спектрів. В іншому випадку, де для посилення робочих можливостей існуючого готового до SBR копіювання дешифратора використовують запропонований пристрій, засоби для обчислення значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів можуть бути виконані так, що вони відновлюють значення корекції підсилення сигналів двох сусідніх піддіапазонів, котрі мають проблему спотворення. Оскільки типовий готовий до SBR копіювання шифратор ніяк не бере до уваги проблеми спотворення від накладання спектрів, то ці значення корекції підсилення для сигналів цих двох сусідніх піддіапазонів не залежать один від одного. Запропоновані засоби для розрахунку значень корекції підсилення виконані зі здатністю одержувати обчислені значення корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів, які базуються на двох відновлених "оригінальних" значеннях корекції підсилення. Це можна зробити кількома способами. Перший спосіб полягає в тому, щоб зробити друге значення корекції підсилення рівним першому значенню корекції підсилення. Інша можливість - зробити перше значення корекції підсилення рівним другому значенню корекції підсилення. Третя можливість - вирахувати середню величину з обох первинних значень корекції підсилення і використати цю середню величину як перше вирахуване значення корекції підсилення і друге вирахуване значення корекції обвідної. Іншою можливістю міг би бути вибір різних або однакових першого і другого вирахуваних значень корекції підсилення, які обидва менші, ніж верхнє первинне значення корекції підсилення, і які обидва більші, ніж нижче значення корекції підсилення серед двох первинних значень корекції підсилення. Коли порівняти Фіг.2 і Фіг.6, то стає зрозуміло, що обидва, і перше і друге значення корекції підсилення для двох сусідніх піддіапазонів, які були обчислені залежними одне від одного, є більшими, ніж первинне нижче значення, і обидва є меншими, ніж первинне верхнє значення. Відповідно до іншого варіанту здійснення даного винаходу, в якому готовий до SBR копіювання шифратор вже виконує особливі функції по забезпеченню сигналів піддіапазонів (блок 80 на Фіг.8), перевірка сигналів піддіапазонів щодо складових сигналу, які генерують спотворення при накладанні спектрів (блок 82 на Фіг.8), і розрахунок значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів (блок 84) виконуються в готовому до SBR копіювання шифраторі, який не здійснює жодних операцій з корекції підсилення. В цьому випадку засоби для розрахунку, позначені позицією 84 на Фіг.8, з'єднані із засобами для виведення першого і другого обчислених значень корекції підсилення і їх передавання до дешифратора. В цьому випадку дешифратор одержуватиме грубе представлення обвідної спектра вже із "зменшеним спотворенням від накладання спектрів", переважно, разом із вказівкою, що групування сигналів сусідніх піддіапазонів, з метою зменшення спотворення, вже проведене. Далі, не потрібно проводити ніяких видозмін звичайного SBR-дешифратора, оскільки значення корекції підсилення вже знаходяться в потрібній формі, так що синтезований сигнал не покаже ніякого спотворення від накладання спектрів. Далі описані певні варіанти реалізації засобів 80 для забезпечення сигналів піддіапазонів. У випадку, коли даний винахід застосовується в шифраторі найновішої конструкції, засобами для забезпечення множини сигналів піддіапазонів є аналізатор, призначений для аналізу втраченої смуги частот, тобто, тієї смуги частот, яка не входить у кодовану версію первинного сигналу. У випадку, коли даний винахід застосовується в дешифраторі найновішої конструкції, засобами для забезпечення множини сигналів піддіапазонів може бути аналізуючий блок фільтрів, призначений для аналізу розшифрованої версії первинного сигналу, об'єднаний з SBR пристроєм для переміщення сигналів низькочастотних піддіапазонів до високочастотних каналів піддіапазонів. Однак, у випадку, коли кодована версія первинного сигналу безпосередньо містить квантизовані і потенційно ентропійно-кодовані сигнали піддіапазонів, то засоби для забезпечення не містять аналізуючого блока фільтрів. У цьому випадку засоби для забезпечення виконані зі здатністю витягнути ентропійно-розкодовані і розквантизовані сигнали піддіапазонів із сигналу, переданого на вхід дешифратора. Засоби для забезпечення виконані також зі здатністю переміщувати такі витягнуті сигнали низькочастотних піддіапазонів, відповідно до будь-якого з відомих правил переміщення, до високочастотної смуги, як це відомо для копіювання смуги спектра або високочастотного відновлення. На Фіг.9 показана взаємодія аналізуючого блока фільтрів (який може бути розміщеним в шифраторі або дешифраторі) і синтезуючого блока 90 фільтрів, який розміщений в SBR-дешифраторі. Синтезуючий блок 90 фільтрів, що знаходиться в дешифраторі, виконаний зі здатністю одержувати скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів, аби синтезувати сигнал високочастотної смуги, який надалі, після синтезу, приєднують до розшифрованої версії первинного сигналу, аби одержати повносмуговий розшифрований сигнал. Альтернативно, всю первинну частотну смугу можна перекрити дійсно-значним синтезуючим блоком фільтрів, внаслідок чого на низькочастотні канали синтезуючого блока 90 фільтрів подаються сигнали піддіапазонів, які являють собою розшифровану версію первинного сигналу, тоді як на високочастотні канали фільтра подаються скориговані по підсиленню сигнали піддіапазонів, що є вихідними для засобів 84 з Фіг.8. Як підкреслювалося раніше, запропонований розрахунок значень корекції підсилення, залежних одне від одного, дозволяє комбінувати комплексний аналізуючий блок фільтрів і дійсно-значний синтезуючий блок фільтрів або комбінувати дійсно-значний аналізуючий блок фільтрів і дійсно-значний синтезуючий блок фільтрів, зокрема, для здешевлення дешифрування. На Фіг.10 показано переважний варіант здійснення засобів 82 для перевірки сигналів піддіапазонів. Як наголошувалося раніше у відношенні Фіг.5, засоби 82 для перевірки з Фіг.8 включають засоби 100 для визначення коефіцієнта полінома предиктора нижчого порядку для сигналу піддіапазону і сигналу сусіднього піддіапазону, які й дають коефіцієнти поліномів предиктора. Як підкреслювалося стосовно рівняння (1), вираховують, переважно, перший поліномний коефіцієнт предиктора для прогнозного полінома другого порядку,як визначається в рівнянні (1). Засоби 100 приєднані до засобів 102 для визначення знаку коефіцієнта для сигналів сусідніх піддіапазонів. Відповідно до здійснення даного винаходу, якому віддається перевага, засоби 102 для визначення виконані зі здатністю обчислювати рівняння (2), внаслідок чого одержуємо сигнал піддіапазону і сигнал сусіднього піддіапазону. Знак для сигналу піддіапазону, одержаний засобами 102, залежить, з одного боку, від знаку коефіцієнта полінома предиктора, а з іншого боку, від номера каналу або номера k піддіапазону. Засоби 102 з Фіг.10 з'єднані із засобами 104, призначеними для аналізу знаків, щоб визначити сигнали сусідніх піддіапазонів, котрі мають складові, що створюють проблеми спотворення від накладання спектрів. Зокрема, згідно з варіантом здійснення даного винаходу, якому віддається перевага, засоби 104 виконані зі здатністю визначати сигнали піддіапазонів, як такі сигнали піддіапазонів, що мають сигнальні складові, котрі генеруюють спотворення, у випадку, коли сигнал піддіапазону з меншим номером каналу має додатній знак, а сигнал піддіапазону з більшим номером каналу має від'ємний знак. Коли розглядати Фіг.5, то стає зрозумілим, що ця ситуація виникає для сигналів піддіапазонів 16 і 17, а тому сигнали піддіапазонів 16 і 17 визначаються, як сигнали сусідніх піддіапазонів, що мають зв'язані значення корекції підсилення. Те саме справджується для сигналів піддіапазонів 18 і 19 або сигналів піддіапазонів 21 і 22 або сигналів піддіапазонів 23 і 24. Тут слід відмітити, що, альтернативно, може бути використаним також інший прогнозний поліном, тобто, прогнозний поліном третього, четвертого або п'ятого порядку, і що також може бути використаним інший коефіцієнт полінома для визначення знака, наприклад, коефіцієнт прогнозного полінома при членах другого, третього або четвертого порядку. Однак, процедура, показана щодо рівнянь 1 і 2, є переважною, оскільки вона передбачає малі витрати на розрахунки. На Фіг.11 показано переважне виконання засобів для розрахунку значень корекції підсилення для сигналів сусідніх піддіапазонів, відповідно до здійснення даного винаходу, якому віддається перевага. Зокрема, засоби 84 з Фіг.8 містять засоби 110, призначені, щоб указувати базисну енергії для сусідніх піддіапазонів, засоби 112 для розрахунку оцінених енергій для сусідніх піддіапазонів і засоби 114 для визначення першого і другого значень корекції підсилення. Перевага віддається випадку, коли перше значення gk корекції підсилення і друге значення gk-1 корекції підсилення рівні. Засоби 114 виконані зі здатністю розв'язувати рівняння (3), як показано вище. Слід відмітити, що звичайно відомості про базисну енергію для сусідніх піддіапазонів одержують з кодованого вихідного сигналу звичайного шифратора SBR. Зокрема, значення базисної енергії являють собою інформацію про грубе представлення обвідної спектра, яка генерується звичайним готовим до SBR копіювання шифратором. Винахід стосується також способу корекції обвідної спектра сигналу з використанням блока фільтрів, де згаданий блок фільтрів містить дійсно-значну аналізуючу частину і дійсно-значну синтезуючу частину або де згаданий блок фільтрів містить комплексну аналізуючу частину і дійсно-значну синтезуючу частину, де нижчий по частоті канал і сусідній, вищий по частоті, канал змінюють з допомогою одного і того ж значення підсилення, якщо згаданий нижчий канал має додатній знак, а згаданий вищий канал має від'ємний знак, внаслідок чого підтримується співвідношення між вибірками піддіапазонів згаданого нижчого каналу і вибірками піддіапазонів згаданого вищого каналу. У викладеному вище способі згадане значення підсилення обчислюють, переважно, використовуючи усереднену енергію згаданих сусідніх каналів. Залежно від обставин, запропонований спосіб корекції обвідної спектра може бути реалізованим у технічних засобах або в програмному забезпеченні. Це впровадження може здійснюватися на цифровому носії даних, такому як диск або CD, у якого керуючі сигнали можуть бути прочитані електронним методом і який, щоб здійснити запропонований спосіб, може взаємодіяти з програмованою обчислювальною системою.