Спосіб ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні

Реферат: Спосіб ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні включає випромінювання зондуючих сигналів в напрямку на нелінійний розсіювач, приймання та реєстрацію нелінійних продуктів як сигналу відгуку. Для ідентифікації нелінійних розсіювачів використовують ефект зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами. UA 74606 U (12) UA 74606 U UA 74606 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Корисна модель належить до області радіолокації, зокрема до області нелінійної радіолокаційної техніки, і може використовуватися для пошуку, виявлення та ідентифікації нелінійних розсіювачів. Відомий спосіб виявлення нелінійного розсіювача із застосуванням імпульсного нелінійного локатора, що здійснює зондування нелінійного розсіювача імпульсним високочастотним сигналом і приймання відгуку на другій або третій гармоніці зондуючого сигналу [1]. Імпульсний нелінійний локатор містить у своєму складі послідовно з'єднані імпульсний задаючий генератор, що формує високочастотний зондуючий сигнал, приймально-передавальну антену, а також підключений до останньої приймач, настроєний на другу або третю гармоніку зондуючого сигналу. Принцип дії нелінійного локатора заснований на тому, що при опроміненні об'єктів, що містять нелінійні елементи (перехід «метал-окисел-метал», р-n перехід та ін.), відбувається відбиття на вищих кратних гармоніках зондуючого сигналу. Коефіцієнт перетворення енергії зондуючого сигналу в енергію вищих гармонік дуже малий, що відносить нелінійні локатори до систем близької дії. Основними недоліками імпульсного нелінійного локатора є невелика дальність дії та неможливість розпізнавання типу нелінійного розсіювача. Також близьким за досягнутим результатом до заявленого способу ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні є спосіб виявлення із застосуванням нелінійного локатора, що здійснює приймання сигналу відгуку по двох каналах на другій та третій гармоніках вторинного електромагнітного поля і розпізнаванні типу нелінійного розсіювача за співвідношенням амплітуд вихідних сигналів в каналах [2]. В способі з застосуванням двоканального нелінійного локатора в процесі радіолокаційного зондування нелінійного розсіювача додатково модулюють амплітуду зондуючого сигналу за пилкоподібним законом, а на виході приймача реєструють залежність амплітуди сигналу відгуку від амплітуди зондуючого сигналу та по її виду здійснюють оцінку правильного розпізнавання типу нелінійності за двома гармоніками. До таких локаторів належить, наприклад, нелінійний локатор NR-900 [2]. Практика експлуатації даного нелінійного локатора показує, що в ряді випадків при виявленні нелінійності типу «метал-окисел-метал» (МОМ-структура) рівень третьої гармоніки сигналу відгуку перевищує рівень сигналу відгуку на другій гармоніці частоти зондуючого сигналу, а при виявленні об'єкта зі стійким р-n переходом (транзистор, діод і т.п.) рівень другої гармоніки перевищує рівень третьої гармоніки. Однак ця ознака розпізнавання є нестійкою, оскільки величини прийнятих на гармоніках сигналів залежать не тільки від властивостей нелінійного елемента, але й від форми діаграм зворотного розсіювання об'єкта та елементів середовища. Ці форми на різних гармоніках можуть відрізнятися між собою. Тому основним недоліком цього способу є велика кількість помилкових спрацьовувань і, як наслідок, низька ймовірність розпізнавання типу нелінійного розсіювача. Більш близьким до заявленого способу ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні є спосіб порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів [3, 4], який не має аналогу в лінійній локації. Для здійснення даного способу використовується багаточастотне зондування, завдяки чому можлива ідентифікація об'єктів з нелінійними структурами та визначення ступеня впливу зовнішніх чинників. Принцип ідентифікації заснований на електричних властивостях вольт-амперних характеристик напівпровідникових структур нелінійних розсіювачів створювати зсув фаз нелінійних продуктів (кратних гармонік та комбінаційних частот) сигналу відгуку при зондуванні багатогармонічним зондуючим сигналом. При цьому значення зсуву фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку напівпровідниковим елементом та антенною структурою нелінійного розсіювача, згідно з способом порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів, залежать від частот моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу та не залежать від рівня потужності електромагнітного поля, створюваного складовими зондуючого сигналу. В [3, 4] приводяться приклади застосування багатогармонічного зондуючого сигналу та способів обробки можливих комбінацій прийнятих нелінійних продуктів, які дозволяють значно підвищити ефективність ідентифікації нелінійних розсіювачів в порівнянні з вищерозглянутими аналогами завдяки використанню способу порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів. Наприклад, для випадку з застосуванням двох моногармонічних зондуючих сигналів виду: e S1t   A 0 cos1t  1  2r / 1  , e S2 t   A 0 cos2 t   2  2r /  2  , де A0 - амплітуда моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу; 1, 2 - кругові частоти моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу; 1, 2 початкові фази моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу; r - відстань 1 UA 74606 U між нелінійним радіолокатором та нелінійним розсіювачем; 1, 2 - довжини хвиль моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу. Прийнятий нелінійним радіолокатором сигнал відгуку за способом порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів буде мати вигляд: 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55    1 4r 1   2  e  t    2 A 0 1  cos 1t     HE   cos2t  4r  S         2  1          HE   ,      де 2 - коефіцієнт нелінійного перетворення другого порядку;  - довжина хвилі для комбінаційної частоти 1=2-1;  = 2-1, НЕ = 2НЕ -1НЕ - зсуви фаз нелінійним елементом для комбінаційної частоти 1; 1НЕ, 21НЕ - фазові спотворення для моногармонічних складових багатогармонічного зондуючого сигналу, внесені нелінійним елементом та антенною структурою нелінійного розсіювача; = 2+1, НЕ = 2НЕ +1НЕ - зсуви фаз для комбінаційної частоти 2=2+1. Недоліком запропонованого в [3, 4] способу порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів є неврахування впливу рівня потужності електромагнітного поля, створюваного складовими зондуючого сигналу, на значення зсувів фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку напівпровідниковим елементом та антенною структурою нелінійного розсіювача. В заявлений спосіб ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні поставлено задачу використання додаткових демаскуючих властивостей нелінійних розсіювачів штучного походження, які створюють ефект зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами. Реалізація поставленої задачі дозволить суттєво підвищити ефективність та ймовірність виявлення і правильного розпізнавання типу нелінійного розсіювача. Поставлена задача вирішується тим, що в способі ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні, що включає випромінювання зондуючих сигналів в напрямку на нелінійний розсіювач, приймання та реєстрацію нелінійних продуктів як сигналу відгуку, згідно з корисною моделлю новим є те, що для ідентифікації нелінійних розсіювачів використовують ефект зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами, при тому додатково аналізують вплив частот зондуючих сигналів чи їх складових на величину девіації фази нелінійних продуктів - кратної гармоніки та комбінаційної частоти, при варіюванні рівнем потужності випромінюваного електромагнітного поля, створюваного діючими зондуючими сигналами. Суть корисної моделі пояснюється ілюстративним матеріалом, де зображені: - на фіг. 1 - структурна схема нелінійного локатора, що базується на способі ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні; - на фіг. 2 - еквівалентна схема антенної структури типового нелінійного розсіювача; - на фіг. 3 - функціональна залежність від розстроювання частоти приросту зсуву фаз складових сигналу відгуку в антенній структурі типового нелінійного розсіювача; - на фіг. 4 - функціональна залежність від розстроювання частоти приросту зсуву фаз складових сигналу відгуку в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) нелінійного розсіювача; - на фіг. 5 - вольт-амперна характеристика (ВАХ) кремнієвих р-n переходів для різних значень потужності зондуючого сигналу; - на фіг. 6 - експериментальна функціональна залежність від рівня потужності моногармонічного зондуючого сигналу приросту зсуву фази другої гармоніки в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) нелінійного розсіювача для відповідних значень частот зондування. - на фіг. 7 - експериментальна функціональна залежність від рівня потужності бігармонічного зондуючого сигналу приросту зсуву фази нелінійного продукту з комбінаційною частотою, що 2 UA 74606 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 дорівнює сумі частот складових опромінюючого сигналу, в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) нелінійного розсіювача для відповідних значень частот зондування. Заявлений спосіб реалізують наступним чином. Середовище, де потенційно знаходиться штучний нелінійний розсіювач, опромінюється відносно потужним (до 1 Вт) багатогармонічним НВЧ зондуючим сигналом, причому амплітуда останнього змінюється, наприклад, за пилкоподібним законом (варіювання потужності). У випадку існування нелінійного розсіювача, який у своєму складі містить напівпровідникові елементи (діоди, біполярні транзистори тощо), маємо перевипромінювання нелінійних продуктів (кратних гармонік та комбінаційних частот). Як сигнал відгуку приймаються нелінійні продукти з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота. Якщо при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами маємо сильно виражену функціональну залежність рівня прийнятого сигналу відгуку, то з відповідною ймовірністю, більшою за 90%, можна стверджувати, що в досліджуваному просторі міститься нелінійний розсіювач штучного походження. Як показано на фіг. 1, найпростіший нелінійний локатор, що базується на способі ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні, працює наступним чином. Перший моногармонічний зондуючий НВЧ сигнал S1(t) генерує високостабільний генератор 1, генерований сигнал відфільтровується від можливих паразитних гармонік в першому смуговому фільтрі 2, після чого виконується його підсилення підсилювачем потужності 3, коефіцієнт підсилення якого змінюється за пилкоподібним законом завдяки опорному генератору пилкоподібного сигналу 9, далі модульований по амплітуді сигнал остаточно відфільтровується від можливих паразитних гармонік в другому смуговому фільтрі 4 та подається на випромінюючу вузьконаправлену антену 5. Другий моногармонічний зондуючий НВЧ сигнал S2(t) генерує високостабільний генератор 6, генерований сигнал відфільтровується від можливих паразитних гармонік в третьому смуговому фільтрі 7, після чого виконується його підсилення підсилювачем потужності 8, коефіцієнт підсилення якого змінюється за пилкоподібним законом завдяки опорному генератору пилкоподібного сигналу 9, далі модульований по амплітуді сигнал остаточно відфільтровується від можливих паразитних гармонік в четвертому смуговому фільтрі 10 та подається на випромінюючу вузьконаправлену антену 11. Третій моногармонічний зондуючий НВЧ сигнал генерує високостабільний генератор 12, генерований сигнал відфільтровується від можливих паразитних гармонік в п'ятому смуговому фільтрі 13, після чого виконується його підсилення підсилювачем потужності 14, коефіцієнт підсилення якого змінюється за пилкоподібним законом завдяки опорному генератору пилкоподібного сигналу 9, далі модульований по амплітуді сигнал остаточно відфільтровується від можливих паразитних гармонік в шостому смуговому фільтрі 15 та подається через подільник потужності 16 на випромінюючу вузьконаправлену антену 17. Таким чином, нелінійний розсіювач 18, який у своєму складі містить напівпровідникові елементи (діоди, біполярні транзистори тощо), опромінюється трьома моногармонічними зондуючими сигналами, після чого перевипромінює нелінійні продукти, до складу яких входять комбінаційні частоти та кратні гармоніки (наприклад, K(t) відповідає нелінійним продуктам з комбінаційними частотами від моногармонічних зондуючих сигналів S1(t) та S2(t) – f1f2; mf1nf2; mf21nf1, n, m = 1, 2, 3...., nm; відповідає нелінійним продуктам з Ht   R1  S3t   R 2  2  S3t   R 3  3  S3t   ...  Rn  n  S3t  кратними гармоніками моногармонічному зондуючому сигналові S3(t), де Rn - коефіцієнт пропорційності для n-ї гармоніки, n- деяке дійсне число). Перевипромінювані нелінійні продукти з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження, наприклад друга кратна гармоніка сигналу S3(t) та комбінаційна частота, що дорівнює сумі частот сигналів S1(t) та S2(t), приймаються прийомною вузькосмуговою антеною 19, після чого додатково відфільтровуються в сьомому смуговому фільтрі 20 та подаються на підсилювач 21, який має подільник на два рівноцінні за коефіцієнтом підсилення виходи. Перший вихід підсилювача 21 навантажений на лінію затримки 22, час затримки якої визначається (за допомогою зворотного зв'язку) тривалістю фронту зростання (спадання) пилкоподібного сигналу (тривалість фронту зростання дорівнює тривалості фронту спадання в пилкоподібному сигналі). Другий вихід підсилювача 21 навантажений на інвертор 23. Сигнали з лінії затримки 22 та інвертора 23 подаються на суматор 24, де вони підсумовуються, після чого сформований інформаційний сигнал подається до фільтра нижніх частот 25. Потім рівень інформаційного сигналу з фільтра нижніх частот 25 автоматично оцінюється в аналізаторі 26. У випадку, коли існує різна за значенням девіація фаз прийнятих складових сигналу відгуку з однаковою частотою, але неоднаковою природою 3 UA 74606 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 походження при варіюванні потужності компонентів зондуючого сигналу, то до аналізатора 26 надходить сигнал, мінімальний рівень якого більший гранично допустимого, що пов'язано з взаємною некомпенсацією в суматорі 24 сигналів від лінії затримки 22 та інвертора 23. Даний інформаційний сигнал свідчить про те, що в досліджуваному просторі міститься нелінійний розсіювач штучного походження з ймовірністю, більшою за 90%. Таким чином, аналізатор 26 у випадку надходження до нього інформаційного сигналу, визначає його рівень (амплітуду) та порівнює його з гранично допустимим, потім, відповідно до результату порівняння, генерує цифровий сигнал, який надходить на дисплей (індикатор) 27. Відповідно до прийнятого цифрового коду дисплей (індикатор) 16 виводить інформацію щодо ймовірності існування в досліджуваному просторі нелінійного розсіювача штучного походження чи поради стосовно подальших дій. Можливість практичної реалізації запропонованого способу ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні фази сигналу відгуку під час зондування пояснюється наступним. Відомо, що залежність коефіцієнта перетворення сигналу нелінійним розсіювачем від потужності в першому наближенні (до 80%) повторює структуру його вольт-амперної характеристики. Різні типи нелінійних елементів відрізняються один від одного видом ВАХ та її здатністю до спотворення під час зондування засобами нелінійної радіолокації. Так, наприклад, вольт-амперні характеристики об'єктів «метал-діелектрик-метал» («метал-окисел-метал») і напівпровідникових діодів суттєво відрізняються один від одного за формою. Наявність цієї стійкої ознаки забезпечує можливість розпізнавання типу нелінійного розсіювача за рівнями двох гармонік. Дана ознака не завжди є надійною, тому доцільним є використання знання про схильність ВАХ напівпровідникових структур до спотворення при зондуванні засобами нелінійної радіолокації - ідентифікація нелінійних розсіювачів за другорядними (додатковими) ознаками. Відомий вплив вхідної антенної системи та навантаженого на неї нелінійного елемента в нелінійному розсіювачі на зсув фаз нелінійних продуктів зондуючого сигналу - кратних гармонік чи комбінаційних частот [3, 4]. Для прикладу, розглянемо електричну модель нелінійного розсіювача у вигляді симетричного вібратора з навантаженим помножувальним діодом 2А605Б, відносно якої можна здійснити розрахунки щодо зсуву фаз нелінійних продуктів. У даному випадку суттєвим є оцінка окремих впливів на зсув фаз нелінійних продуктів вхідною антенною системою нелінійного розсіювача та самим нелінійним елементом. Для аналізу впливу антенної структури нелінійного розсіювача на зсув фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку достатньо виділити тільки еквівалентну електричну схему антенної структури нелінійного розсіювача, що приведена на фіг. 2. На фіг. 2 наступні позначення: La індуктивність, Ca - ємність, Ra - опір антени, Rn - опір навантаження антенної структури, Rg - опір вільного простору, в якому поширюється електромагнітна хвиля зондуючого сигналу. Електричні параметри в еквівалентній схемі антенної структури за допомогою теоретичних розрахунків можливо підібрати для забезпечення робочої смуги 100-1900 МГц. При цьому модель буде надширокополосною з допустимим перепадом коефіцієнта передачі в робочому діапазоні для нелінійної радіолокації. На фіг. 3 представлені розраховані функціональні залежності приросту зсуву фази зондуючого сигналу при його проходженні через антенну структуру нелінійного розсіювача в діапазоні частот 900-950 МГц (залежність 1). Збільшення фази для першої гармоніки зондуючого сигналу становить - 4,5 град. Залежність 2 на фіг. 3 відповідає абсолютному значенню зміни фази другої гармоніки зондуючого сигналу в діапазоні 1800-1850 МГц та становить - 0,2 град (при проходженні з вузла 2 у вузол 1, згідно з еквівалентною схемою на фіг. 2), похибка значення приросту зсуву фази не перевищує ±0,1 град (у зазначеному діапазоні). На фіг. 4 представлені розрахунки приросту зсуву фази зондуючого сигналу на помножувальному діоді 2А605Б від розстроювання частоти моногармонічного зондуючого сигналу з урахуванням впливу антенної структури за схемою, представленою на фіг. 2. Згідно з фіг. 4, частота першої гармоніки змінювалася в інтервалі 900-960 МГц (залежність 1), частота другої гармоніки - в інтервалі 1800-1880 МГц (залежність 2). Приріст зсуву фаз для першої гармоніки становив до 5 град, а для другої - до 8 град, при максимальному розстроєнні частоти моногармонічного зондуючого сигналу 60 МГц. Таким чином, вплив вхідної антенної системи нелінійного розсіювача менш значимий у порівнянні з нелінійним елементом на зсув фаз нелінійних продуктів зондуючого сигналу кратних гармонік чи комбінаційних частот. На фіг. 5. показані відомі експериментальні (1-4) і теоретичні (1-4) ВАХ кремнієвих р-n переходів для різних значень потужності зондуючого сигналу, мВт: 1,1’ - 0; 2,2’ - 150; 3,3’ - 350; 4 UA 74606 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 4,4’ - 500 (дані спотворення притаманні для широкого діапазону частот зондуючого сигналу - від 300 до 1300 МГц). Спотворення ВАХ, згідно з фіг. 5, є причиною додаткових приростів зсувів фаз нелінійних продуктів - кратних гармонік чи комбінаційних частот. На фіг. 6 представлена експериментальна функціональна залежність від рівня потужності моногармонічного зондуючого сигналу приросту зсуву фази другої гармоніки в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) нелінійного розсіювача для відповідних значень частот зондування. На ній видно, що варіювання рівня потужності моногармонічного зондуючого сигналу спроможне забезпечити в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) максимальний приріст зсуву фази на 20 град для другої гармоніки з частотою 1200 МГц, на 30 град відповідно для 1600 МГц та на 35 град відповідно для 1800 МГц. На фіг. 7 представлена експериментальна функціональна залежність від рівня потужності бігармонічного зондуючого сигналу приросту зсуву фази нелінійного продукту з комбінаційною частотою, що дорівнює сумі частот складових опромінюючого сигналу, в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) нелінійного розсіювача для відповідних значень частот зондування. На ній видно, що варіювання рівня потужності бігармонічного зондуючого сигналу спроможне забезпечити в нелінійному елементі (діоді 2А605Б) максимальний приріст зсуву фази на 7 град для нелінійного продукту з комбінаційною частотою, що дорівнює сумі частот складових опромінюючого сигналу, з частотою 1200 МГц, на 10 град відповідно для 1600 МГц та на 20 град відповідно для 1800 МГц. Порівнюючи фіг. 6 та фіг. 7 видно, що при варіюванні рівня потужності зондуючого сигналу, маємо різну функціональну залежність приростів зсувів фаз для нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота. При цьому дане розходження приростів зсувів фаз нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження, при варіюванні рівня потужності зондуючого сигналу є суттєвим, що дозволяє застосувати розглянутий ефект для ідентифікації нелінійних розсіювачів. Приклад. Для перевірки працездатності заявленої корисної моделі у лабораторії НДЦ «ТЕЗІС» при Національному технічному університеті України «Київський політехнічний інститут» зібрано макет пристрою, що реалізує заявлений спосіб ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні. Як джерела зондуючих сигналів використовували: • два генератори стандартних сигналів типу Г4-76А з регульованим рівнем виходу за потужністю, до яких послідовно підімкнені підсилювачі потужності (власної розробки, максимальна потужність до 2 Вт на виході). Зондуючі сигнали одночасно випромінювалися з частотами 400 та 450 МГц. Як випромінюючі антени використовувалися вузьконаправлені логарифмічні антени, діаграми направленості (ДН) яких подібні до ДН антени ДР-3 з комплекту селективного мікровольтметра SMV-8.5. • нелінійний локатор (детектор нелінійних переходів) «NR-μ». В даному нелінійному локаторі випромінювана потужність вузьконаправленого зондуючого сигналу змінюється в діапазоні 0,1 0,3 Вт, робоча частота зондування становить 848±6 МГц. Як прийомний пристрій в експерименті використовувався калібрований аналізатор спектра Anritsu Spectrum Master MS2711 D, до якого була підключена логарифмічно-періодична антена ETS 3146, причому паразитні впливи (перевідбиття зондуючого сигналу, наведення від інших джерел тощо) на прийомну антену аналізатора спектра були максимально мінімізовані для одержання зважених даних. Приймання сигналу відгуку здійснювалося від нелінійного розсіювача, за який використовувалися різні типи діодів, біполярних транзисторів та еквіваленти МОМ-структур, навантажених на відповідні антенні структури, переважно симетричні вібратори. Зміна рівня амплітуди вихідного сигналу двох генераторів Г4-76А проводилася за допомогою атенюатора в динамічному діапазоні 90 дБ з кроком 3 дБ. Нелінійний розсіювач розміщувався на відстані 50 см від передавальної та прийомної антен установки, що відповідає реаліям використання типових нелінійних локаторів. Аналіз отриманих експериментальних результатів показав, що при зміні амплітуди трьох компонентів зондуючого сигналу маємо виникнення ефекту зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, лише для нелінійних розсіювачів штучного походження. Порівняння заявленого технічного рішення з аналогами дозволило встановити його відповідність критерію "новизна". При вивченні інших технічних розв'язків у даній області техніки 5 UA 74606 U 5 10 15 20 25 30 35 заявлені відмінні ознаки корисної моделі відносно аналогів виявленими не були, а тому можна зробити висновок про їхню вагомість. Таким чином, за рахунок використання ефекту зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами, в заявленій корисній моделі досягається зменшення кількості помилкових спрацьовувань і, як наслідок, підвищення ймовірності правильного розпізнавання типу нелінійного розсіювача (штучного на фоні завадового) в порівнянні зі способом розпізнавання за співвідношенням амплітуд другої та третьої гармонік сигналу відгуку та способом порівняння фаз нелінійних продуктів сигналу відгуку від нелінійних розсіювачів. Джерела інформації: 1. Вернигоров Н. С. Нелинейный локатор - принцип действия и основные особенности // Безопасность от А до Я. 1997. № 3. С. 8-9. 2. Мусабеков П. М., Панычев С. Н. Нелинейная радиолокация: методы, техника и области применения // Зарубежн. радиоэлектроника. Успехи соврем. радиоэлектроники. - 2000. - № 5. С. 59. 3. Вернигоров Н. С. Анализ и синтез применения широкополосных сигналов в нелинейной радиолокации для увеличения дальности и вероятности обнаружения электрически нелинейных объектов // Информост. - 2006. - № 4 (46). - С. 54-56. 4. Вернигоров Н. С. Способ обнаружения терпящих бедствие. А. С. SU № 1832237, 1993. ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ Спосіб ідентифікації нелінійних розсіювачів шляхом фазової синхронізації нелінійних продуктів сигналу відгуку при багатогармонічному зондуванні, що включає випромінювання зондуючих сигналів в напрямку на нелінійний розсіювач, приймання та реєстрацію нелінійних продуктів як сигналу відгуку, який відрізняється тим, що для ідентифікації нелінійних розсіювачів використовують ефект зміни величини девіації фази сигналу відгуку, яка відрізняється за значенням для девіації фази нелінійних продуктів з однаковою частотою, але неоднаковою природою походження - кратна гармоніка та комбінаційна частота, при варіюванні за пилкоподібним законом чи будь-яким іншим рівнем потужності електромагнітного поля, створюваного одночасно діючими моногармонічним та бігармонічним зондуючими сигналами або трьома моногармонічними зондуючими сигналами, при тому додатково аналізують вплив частот зондуючих сигналів чи їх складових на величину девіації фази нелінійних продуктів кратної гармоніки та комбінаційної частоти, при варіюванні рівнем потужності випромінюваного електромагнітного поля, створюваного діючими зондуючими сигналами. 6 UA 74606 U 7 UA 74606 U Комп’ютерна верстка Л.Литвиненко Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 8