Пристрій для виміру та визначення параметрів n-вимірних передатних функцій нелінійних систем

Реферат: Пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій нелінійних систем, що містить опорний генератор (1), вихід якого підключено до опорних входів Nканального синтезатора (2) тестового сигналу і слідкуючого смугового фільтра (3), суматор (4), входи якого з'єднано з виходами синтезатора (2), а вихід з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача (5) на два напрями, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу (6) підключено до безінерційного нелінійного елемента (7), вихід якого з'єднано з інформаційним входом слідкуючого смугового фільтра (3), а другий вихід рівноплечого синфазного розгалужувача (5) з'єднано з i-м входом нелінійної системи (8), j - й вихід якої підключено до входу витокового повторювача (9) інформаційного каналу, а також послідовно з'єднані інтегратор (16) і вольтметр (17), причому до безінерційного нелінійного елемента додано блок керування, які разом утворюють керований безінерційний нелінійний блок (7) і додатково введені двоконтурна система автопідстроювання фази (Б1) і схема стабілізації амплітуди коливання опорного каналу (Б2). UA 72287 U (12) UA 72287 U UA 72287 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Винахід належить до вимірювальної техніки і може бути використаний для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій нелінійних систем (НС) класу Вольтерри із зосередженими параметрами. Відомий пристрій-аналог [1] для виміру багатовимірних передатних функцій (БПФ) НС, що містить послідовно включені генератор тестових сигналів (ГТС), атенюатор, досліджувану НС і когерентний вимірювач, другий вхід якого з'єднано з додатковим виходом генератора іспитових сигналів. Недоліком цього пристрою є похибка вимірів через нестабільність фазових співвідношень складових багаточастотного іспитового сигналу. Відомий пристрій-аналог [2] для визначення N-вимірних характеристик НС, що містить Nканальний синтезатор тестових сигналів (СТС), слідкуючий смуговий фільтр (ССФ), опорний генератор, вихід якого підключено до опорних входів синтезатора і ССФ, суматор, входи якого з'єднано з виходами синтезатора, а вихід підключено до першого входу досліджуваної НС і входу керованого безінерційного нелінійного блока (БНБ), вихід якого з'єднано з входом ССФ, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр, та перемикач, вихід якого підключено до опорного входу помножувача, сигнальний вхід якого з'єднано з виходом досліджуваної НС, а перший і другий входи перемикача підключено відповідно до синфазного та квадратурного виходів ССФ, при цьому вихід суматора з'єднано з входом керованого БНБ, вихід якого з'єднано з входом ССФ, та i-тим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої з'єднано з сигнальним входом помножувача. Недоліком пристрою-аналога [2] є те, що його спосіб функціонування не передбачає прямих вимірів параметрів БПФ НС та їх перерізів, потребує значних витрат часу на проведення одного циклу вимірювань для визначення параметрів БПФ в одній точці досліджуваного частотного діапазону, що за певних умов також може призводити до неусувних похибок. За прототип вибрано пристрій [3] для визначення параметрів N-вимірних характеристик НС, що містить N-канальний СТС, суматор, ССФ, опорний генератор, послідовно з'єднані помножувач, інтегратор і вольтметр та перемикач, схему розв'язки опорного та інформаційного каналів, яка має в своєму складі рівноплечий синфазний розгалужувач на два напрями, витокові повторювачі опорного та інформаційного каналів, при цьому вихід суматора з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача; перший вихід розгалужувача з'єднано з входом витокового повторювача опорного каналу, вихід якого з'єднано з входом безінерційного нелінійного елемента (БНЕ), який своїм виходом з'єднаний з опорним входом ССФ, а другий вихід - з'єднано з i-тим входом досліджуваної НС, j-й вихід якої через витоковий повторювач інформаційного каналу підключено до входу помножувача. Недоліком прототипу [3], як і аналога [1], є те, що його схема та спосіб функціонування не передбачають прямих вимірів параметрів N-вимірних характеристик НС та їх перерізів, що потребує значних витрат часу на проведення циклу вимірювань для визначення параметрів БПФ в одній точці досліджуваного частотного діапазону, і за певних умов також може призводити до неусувних похибок. Окрім того, застосоване в прототипі [3] схемотехнічне вирішення БНЕ має обмежені частотні властивості, що не дозволяє змінювати форму його передатної характеристики, і обмежує дослідження поведінки НС лише першим квадрантом її амплітудної характеристики, не передбачає ніяких заходів щодо стабілізації робочої точки каскаду за сталим струмом і тим самим стабілізації амплітуди опорного коливання вибраного комбінаційного коливання (КК). Не урахування цього обмежує функціональні можливості пристрою і є джерелом додаткових похибок вимірів параметрів БПФ. В основу винаходу поставлено задачу розробки пристрою для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій НС із підвищеними рівнями функціональних можливостей, ефективності і точності вимірів, яких досягають шляхом структурних змін і введенням додаткових елементів. Вирішення цієї задачі досягається тим, що в пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій НС, що містить опорний генератор (1), вихід якого підключено до опорних входів N-канального СТС (2) і ССФ (3), суматор (4), входи якого з'єднано з виходами синтезатора (2), а вихід з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача (5) на два напрями, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу (6) підключено до БНЕ (7), вихід якого з'єднано з інформаційним входом ССФ (3), а другий вихід рівноплечого синфазного розгалужувача (5) з'єднано з і-м входом НС (8), j-й вихід якої підключено до входу витокового повторювача (9) інформаційного каналу, а також послідовно з'єднані інтегратор (16) і вольтметр (17), до БНЕ додано блок керування, які разом утворюють керований безінерційний нелінійний блок (7) і додатково введені двоконтурна система автопідстроювання фази (АПФ) (Б1) і схема стабілізації амплітуди (ССА) коливання опорного каналу (Б2). Двоконтурна система 1 UA 72287 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 АПФ (Б1) складається з перемикача (10), перший вхід якого з'єднано з виходом керованого БНБ (7), другий вхід - з виходом витокового повторювача інформаційного каналу (9), а вихід - з інформаційним входом керованого фазообертача (11), чий вихід з'єднано з входом фазорозщеплювача (12), синфазний і квадратурний виходи якого з'єднано з входами, відповідно, першого (13) та другого (14) помножувачів, чиї виходи з'єднано з входами підсилювача різницевого сигналу (15), вихід якого з'єднано із входом інтегратора (16), а точку з'єднання інтегратора (16) та вольтметра (17) - з входом підсилювача сталого струму (18), чий вихід з'єднано з входом аналогово-цифрового перетворювача (АЦП) (19), вихід якого підключено до фазометра (20) і цифрового входу керованого фазообертача (11), а опорні входи першого (13) та другого (14) помножувачів підключено наступним чином: першого помножувача - до квадратурного виходу ССФ (3), а другого - до виходу додаткового витокового повторювача (22), чий вхід з'єднано з синфазним виходом ССФ (3). В CCA коливання опорного каналу (Б2) обидва входи третього помножувача (21) з'єднано з виходом додаткового витокового повторювача (22); чий вхід з'єднано з синфазним виходом ССФ (3), вхід керування амплітудою якого з'єднано з виходом другого (АЦП) (23), вхід якого підключено до виходу пристрою віднімання (24), чий другий вхід з'єднано з виходом додаткового перемикача (25), а перший вхід - з першим входом додаткового перемикача (25) та виходом другого інтегратора (26), вхід якого з'єднано з виходом третього помножувача (21), а другий вхід додаткового перемикача (25) з'єднано з керованим джерелом стабільної напруги (27). Завдяки тому, що до БНЕ додано блок керування, які разом утворюють керований БНБ (7), а також додатково введені двоконтурна система АПФ (Б1) і ССА коливання опорного каналу (Б2), в запропонованому пристрої стає можливим проведення прямих вимірів як самих модулів комплексних амплітуд КК, так і їх фаз, які є аргументами експоненціальних множників, що відповідають вибраним БПФ та їх перерізам на кінцевій множині точок заданого частотного діапазону. Це значно скорочує витрати часу на проведення одного циклу вимірювань і тим самим ліквідує умови можливого виникнення неусувних похибок, обумовлених цими витратами. Використання винайденого пристрою у порівнянні з аналогами [1, 2] і прототипом [3] вдвічі зменшує вимірність системи лінійних рівнянь, вирішення якої необхідно для визначення БПФ та їх перерізів досліджуваної НС (8), що значно скорочує час проведення повного експериментального циклу. Таким чином, нові ознаки при взаємодії з відомими ознаками забезпечують виявлення нових технічних властивостей - шляхом структурних змін і введенням додаткових елементів, розроблено пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій НС із підвищеними рівнями функціональних можливостей, ефективності і точності вимірів. Це забезпечує усій заявленій сукупності ознак відповідність критерію "новизна" та приводить до нових технічних результатів. Аналогів, які містять ознаки, що відрізняються від прототипу, не знайдено, рішення явним чином не випливає з рівня техніки. На фіг. 1 наведено структурну схему пристрою, що пропонується; на фіг. 2-5 - схеми окремих його елементів, а на фіг. 6-7 - графіки, що пояснюють алгоритм роботи пристрою. Пристрій (фіг. 1) містить опорний генератор (1), вихід якого підключено до опорних входів Nканального СТС (2) і ССФ (3), суматор (4), входи якого з'єднано з відповідними виходами синтезатора (2), а вихід з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача на два напрями (5), перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу (6) з'єднано з сигнальним входом керованого БНБ (7), чий вихід з'єднано з інформаційним входом ССФ (3) та першим входом перемикача (10), а другий вихід рівноплечого синфазного розгалужувача (5) з'єднано з i-тим входом досліджуваної НС (8), j-вихід якої підключено до входу витокового повторювача інформаційного каналу (9), чий вихід з'єднано з другим входом перемикача (10), вихід якого підключено до входу керованого фазообертача (11), чий вихід з'єднано із входом фазорозщеплювача (12), синфазний і квадратурний виходи якого підключено до входів, відповідно, першого (13) та другого (14) помножувачів, чиї опорні входи з'єднано, відповідно, з синфазним та квадратурним виходами ССФ (3), а виходи помножувачів з'єднано із входами підсилювача різницевого сигналу (15), чий вихід через інтегратор (16) підключено до вольтметра (17) і входу підсилювача (18), вихід якого з'єднано з входом АЦП (19), чий вихід підключено до фазометра (20) і цифрового входу керованого фазообертача (11), а опорні входи першого (13) та другого (14) помножувачів підключено наступним чином: першого помножувача (13) - до квадратурного виходу фільтра (3), а другого (14) - до сигнального і опорного входів третього помножувача (21) та виходу додаткового витокового повторювача (22), чий вхід з'єднано з синфазним виходом ССФ (3), вхід керування амплітудою коливання опорного каналу якого є виходом другого АЦП (23), вхід якого підключено до виходу пристрою віднімання (24), 2 UA 72287 U 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 чий другий вхід з'єднано з виходом додаткового перемикача (25), а перший вхід - з першим входом додаткового перемикача (25) та виходом другого інтегратора (26), вхід якого є виходом третього помножувача (21), а другий вхід додаткового перемикача (25) з'єднано з керованим джерелом стабільної напруги (27). Опорний генератор (1), N-канальний СТС (2), суматор (4), рівноплечий синфазний розгалужувач на два напрями (5), витокові повторювачі (6), (9), (22), перемикачі (10) і (25), помножувачі (13), (14) і (21), інтегратори (16) і (26), вольтметр (17), за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від застосованих у прототипі [3]. Фазорозщеплювач (12) реалізовано на тридецибельному направленому відгалужувачі на зв'язаних лініях з баластним навантаженням, вихідні сигнали якого зсунуті на 90° один відносно другого в широкому діапазоні частот. Схему фазорозщеплювача наведено на фіг. 2. Як підсилювач сталого струму (18) може служити інтегральна схема (ІС) швидкодіючого підсилювача AD822 фірми Analog Devices. Як цифровий фазометр (20) може бути використано фазометр типу Ф5131. Як підсилювач різницевого сигналу (15) може служити схема, наведена на фіг. 3, в якій симетричність схеми забезпечується двома неінвертуючими підсилювачами на операційних підсилювачах DA1 і DA2, що забезпечують рівні і високі вхідні опори по кожному з двох входів. Регулювання підсиленням різницевого сигналу забезпечується при умові виконання рівності KUрріз=Uвих/(Uвх1-Uвх2)=(1+2/а)·m, де m=R4/R2=R5/R3; а=2,3·φT; φT - температурний потенціал. ССФ (3) (фіг. 4) реалізовано по схемі з подвійним перетворенням частоти, що містить вхідний (28) і вихідні (29) перетворювачі частоти на МОП-тетродах, які працюють в лінійному режимі, смуговий фільтр проміжної частоти (30), підсилювач проміжної частоти (ППЧ) (31) з коефіцієнтом передачі, керованим цифровим входом, керований фазообертач (32), тридецибельний спрямований відгалужувач (33) з баластним опором (34), синтезаторгетеродин (35), високостабільний генератор проміжної частоти (36), фазовий дискримінатор (37), фільтр нижніх частот (38). Опорні входи перетворювачів частоти (28) і (29) підключено до виходу синтезатора-гетеродина (35), перший сигнальний вхід (39) якого є опорним входом ССФ (3), а другий вхід підключено до виходу високостабільного генератора проміжної частоти (36). На цифрову шину (40) керування частотою синтезатора-гетеродина (35) подається код частоти вибраного КК Nкч. ССФ (3) охоплено кільцем системи автоматичного підстроювання фази (АПФ), яка складається з фазового дискримінатора (37), входи якого підключено до входу (41) і квадратурного виходу (43) ССФ (3), а вихід через фільтр нижніх частот(38) підключено до керувального входу фазообертача (32). Вхідні затискачі ССФ (3) - (39) і (41), а вихідні - (42) і (43). Цифровий вхід керування величиною коефіцієнта передачі ССФ (3) - (44). Як синтезаторгетеродин (35) може служити IС синтезатор з вбудованим 12-розрядним цифро-аналоговим перетворювачем (ЦАП), наприклад, AD9858 фірми Analog Devices [4]. Вхідний (28) та вихідні (29) перетворювачі частоти, смуговий фільтр проміжної частоти (30), керований фазообертач (32), тридецибельний спрямований відгалужувач (33) з баластним опором (34), синтезатор-гетеродин (35), високостабільний генератор проміжної частоти (36), фазовий дискримінатор (37), фільтр нижніх частот (38) за своїми технічними вирішеннями не відрізняються від прототипу [3]. Як АЦП (19) та (23) можуть бути використані IС AD7822, AD7825, AD 7829 фірми Analog Devices [4] з частотою перетворення до 2 МГц. На фіг. 5 наведено схему принципову керованого БНБ (7), який виконано за схемою резистивного підсилювача на двозатворному уніполярному тетроді зі спільним витоком, наприклад, 2П306, який працює із відсіканням струму витоку і містить транзистор (45), розділові ємності (46), блокувальну ємність (47), резистори (48), цифрові резистори (49) і (50), за які можуть бути застосовані, наприклад, IС AD5231-AD5233 фірми Analog Devices [4]. Керування величиною опору в цих резисторах здійснюється двійковими 8-розрядними кодами MUg1, MUg2. Пристрій, структурна схема якого наведена на фіг. 1, працює наступним чином. На цифрові  керовані шини СТС (2) подається код значень вектора n частот компонент тестового сигналу  (ТС) f , які є гармоніками частоти F0 опорного генератора (1)   f  F0  n ,  де f  ( f1, f 2 ,..., fN ) T ;  n  (n1, n 2 ,..., nN ) T ; 3 UA 72287 U N - кількість гармонійних компонент ТС; Т - символ транспонування вектора, і код їх амплітуд A  ( A1, A 2 ,..., A N ) , 5 де A i , i  1,L - двійковий L - розрядний код і-тої амплітуди, а на керувальну шину ССФ (3) (фіг. 4) - код номера гармоніки NКК частоти F0 досліджуваного КК, що визначається формулою: NКК   mi  m  i   ni , (1.1) iN де mi , m  i - цілі невід'ємні числа - коефіцієнти позитивних і від'ємних частот у виразі, що N визначає частоту вибраного КК КК   m i  m  i   i , i  1 N , i 1 10 Робота пристрою починається з того, що на кожному з N виходів синтезатор (2) забезпечує генерацію гармонійного коливання із заданою частотою i, початковою фазою і такою амплітудою Ui,min, що перевищує рівень власних шумів того ж каналу. Вихідна напруга кожного каналу синтезатора (2) подається на відповідний вхід суматора (4), вихідна напруга якого N U  t    Ui,min  cosi t  i  (1.2) i 1 15 утворює ТС. Вихідна напруга (1.2) суматора (4) подається на вхід розгалужувача (5), на кожному з двох виходів якого з'являються рівні напруги U  / 2 t   N  2 1   Ui,min  cosit  i  . (1.3) i 1 Одна з цих напруг через витоковий повторювач опорного каналу (6) подається на вхід керованого БНБ (7), а друга - на вхід досліджуваної НС (8). Відгук керованого БНБ (7) на один з впливів, що входить в (1.3) містить усі гармоніки та КК, що утворені з компонент ТС, фази яких визначаються тільки їх початковими фазами   m0  ; 20  де      m0  m1,0  m 1,0 , m 2,0  m  2,0 ,..., mN,0  m N,0  b1,0 , b 2,0 ,..., bN,0  b1,N,0 - індексний вектор, що характеризує склад ТС. КК на виході керованого БНБ (7) визначається співвідношенням, отриманим в [5]: N     2 1  A БНБ b1,N  exp j   bi  i  t  , UвихБНБ b1,N t   (1.4)  i 1  де комплексна амплітуда вибраного КК визначається формулою:   m  nS     ...   1n  2 2   S 1       A БНБ b1,N  A 0  lim m m m   k 1 k 1 k  0 1 m n      m     n  S 1  1       2   m l 1 2 1  l 1  k i  m;  lk l  m; k l  0,l 1,m  m p    1kl  1 j m j s s  s   Um    m!2    kl   ...   ... l 1 1  a l  k !  0H j  0 s  0 m  j! q  0 q  0 r  0 0 l  1 N 1  2g  b  s N Ui i  Ui i ...   r  0 i 1 gi ! b i ! b i  1  N 25 (1.5) g i 1S де A 0  A  1  a 1   0    ; p 30 , а0=(UH/B) ; (m) - кількість можливого розбиття цілого позитивного числа m на m цілих невід'ємних частин k l , l  1 m m    ; , A, S, B, p - параметри передатної характеристики керованого БНБ (7), що описана функцією динамічного насичення; 4 UA 72287 U n U  U   bi ; UH   Ui2 ; U0H  0 H ; Ui  N N i 1 5 10 15 20 25 30 35 UH i 1 Ui  ; U0  Ug0  UH ; Ui  Ui  e  j , gk U0  UH менше з чисел qk і rk. Вид передатної характеристики керованого БНБ (7) встановлюється кодами MUg1, MUg2, які можуть змінюватись в процесі дослідження НС. Можливість зміни передатної характеристики керованого БНБ (7) забезпечується зміною параметрів аналітичної функції динамічного насичення (ФДН) [7], яка її апроксимує. Зв'язок між видом передатної характеристики керованого БНБ (7) і значеннями керувальних кодів MUg1, MUg2 та значеннями параметрів ФДН визначається методикою її параметричної ідентифікації на основі результатів [8] і [9]. Відгук на виході керованого БНБ (7) містить усі КК, що утворені із спектра ТС, фази яких визначаються тільки початковими фазами компонент ТС на його вході - 0 m0  . Вихідний сигнал керованого БНБ (7) надходить на вхід (41) ССФ (3) (фіг. 4), на керований цифровий вхід (40) якого подається код Nкч вибраного КК, що визначає коефіцієнт ділення дільника синтезатора-гетеродина (35). В результаті на виході синтезатора-гетеродина (35) генерується коливання частоти fг  fкч m0   fn , Що переносить складову частоти fкч m0  , яка діє на вході(41) ССФ (3), на частоту fnp  fn , де fn - частота на виході генератора (36). Оскільки гетеродинне коливання, як і ТС, утворено в результаті когерентного синтезу з коливання опорного генератора (1) частоти F0, вхідні коливання перетворювачів ССФ (3) когерентні одне одному (нестабільністю частоти генератора (36) нехтуємо). Внаслідок того, що частоти в першому перетворювачі (28) і ССФ (3) віднімаються одна від одної, нестабільності когерентних коливань так само віднімаються, і нестабільність вихідного коливання цього перетворювача не залежить від нестабільності частот ТС, а визначається тільки нестабільністю частоти генератора проміжної частоти fnp . Таким чином, повністю усуваються помилки фази опорного коливання, зумовлені нестабільностями частот компонент ТС і сигналу синтезаторагетеродина (35) ССФ (3). Одночасно істотно знижуються вимоги до стабільності частот генераторів вимірювача. Фільтр (30) проміжної частоти працює з нульовим розстроюванням для коливання частоти fкк, оскільки аргумент коефіцієнта передачі ССФ (3), зумовлений запізненням сигналу в його елементах, а також нестабільністю фазової характеристики самого ССФ (3), практично повністю усувається кільцем АПФ. Це дозволяє виключити операцію калібрування ССФ (3) (на відміну від розглянутих аналогів) і значно підвищити точність вимірювання БПФ НС (8) за рахунок усунення впливу дестабілізуючих чинників (температури, напруги живлення і т. і.). Якщо фазовий детектор (37) має характеристику f(Δ)=-Ecos(Δ), де Δ=2-1, 1, 2 - фази вхідних коливань, то стаціонарною точкою сталої рівноваги системи АПФ є точка Δ=-/2, тому входи детектора (37) підключено до входу (41) в [1, 2] і квадратурного виходу (43) ССФ (3). На виходах (42) і (43) ССФ (3) виділяються зсунуті одна відносно другої напруги коливання вибраного КК з частотою fкк m0  , на синфазному виході Uсинф t   Uопор.КК  cos2    fкк m0 t  кк m0  . і на квадратурному виході Uквад. t   Uопор.КК  cos2    fкк m0 t  кк m0    2 ,   40 50 (1.6) (1.7)   1  де Uопор.КК  2  A БНБ b1,N  K ССФЗ - амплітуда вибраного КК на виходах ССФ (3); KССФЗ - коефіцієнт передачі ССФ (3) для вибраного КК; КК m0    mi,0  m  i,0   i - фаза вибраного КК на виході керованого БНБ (7), яка iN 45 i залежить тільки від початкових фаз компонент ТС. Когерентний синтез тестового сигналу з коливань опорного генератора (1) дозволяє ефективно боротися як з паразитними каналами, що супроводжують оперування із спектром керованого БНБ (7) ССФ (3): скрізним, дзеркальним і сусідніми каналами. Додаткові можливості боротьби з перерахованими паразитними каналами при проходженні відгуку керованого БНБ (7) через ССФ (3) з подвійним перетворенням частоти ґрунтуються на тому, що усі складові на виході керованого БНБ (7) є гармоніками частоти F0. Якщо проміжна частота ССФ (3) вибрана з умови f np.=(l±0,5)·F0/2, де l=1,2,…, то частотні складові дзеркального каналу будуть розташовані від частоти fnp на відстані ±F0/2, наскрізного каналу - на відстані ±F0/4 і ±3/4F0 та сусідніх каналів - на відстані ±F0 (фіг. 6). Всі ці складові 5 UA 72287 U 5 10 15 20 можуть бути придушені фільтром проміжної частоти без введення додаткових фільтрів на вході ССФ (3) (фіг. 6, 7) [3, 6]. Перед проведенням вимірів для мінімізації амплітудних і фазових похибок, обумовлених властивостями інформаційного та опорного каналів вимірювача, здійснюється його калібрування. З цією метою перемикачі (10) і (25) переводяться у положення "1" (фіг. 1). Визначення амплітудних і фазових похибок здійснюється на частоті вибраного КК. Для цього використовується вибране КК з частотою fкк m0  як на синфазному виході ССФ (3), амплітуда якого визначається (1.6), так і на квадратурному виході ССФ (3), амплітуда якого визначається (1.7). Двоконтурна система АПФ забезпечує настроювання на частоту вибраного КК практично з нульовою фазовою похибкою, оскільки задіяна частина схеми вимірювача не включає досліджувану інерційну НС (8). При цьому цифровий фазометр зафіксує величину сумарної похибки вимірювання фази, що обумовлена неідеальністю амплітудних і фазових характеристик опорного та інформаційного каналів вимірювача у відсутності досліджуваної НС (8), тобто фактичну похибку вимірювача, яку необхідно враховувати на етапі по дальшого визначення параметрів БПФ та їх перерізів. На сигнальний вхід помножувача інформаційного каналу (13) подається синфазна частка відгуку керованого БНБ (7), а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал синфазного виходу ССФ (3). При цьому вихідний сигнал помножувача синфазного інформаційного каналу, який виконує функції фазового детектора, має вигляд: D13 t   0,5  A БНE b1,N  K KФ11  K ФР12  K М13     b1,N , bi   0,N   , (1.8) N N   сos  b i  i  t   b i  i    13   A БНБ b1,N  K CCФ3  сosкк  t  кк    i 1  i 1  де KKФ11 , K ФР12 , KМ13 - модулі коефіцієнтів передачі керованого фазообертача 11, фазорозщеплювача (12) і помножувача інформаційного каналу (13), відповідно;   13  KФ11  ФР12  М13 - сумарний фазовий зсув синфазного інформаційного каналу   25 вимірювача, обумовлений фазовими характеристиками керованого фазообертача (11) KФ11, фазорозщеплювача (12) ФР12 і першого помножувача інформаційного каналу (13) М13 відповідно. На сигнальний вхід помножувача (14) подається квадратурна частка відгуку керованого БНБ (7), а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал квадратурного виходу (43) ССФ (3). При цьому вихідний сигнал помножувача (14) приймає вид: D14 t   0,5  A БНE b1,N  K KФ11  K ФР12  K М13     b1,N , bi   0,N   , (1.9) N N   sin  b i  i  t   b i  i    14   A БНE b1,N  K CCФ3  sinкк  t  кк    i 1  i 1  де   14  KФ11  ФР12  М14 - сумарний фазовий зсув квадратурного інформаційного каналу вимірювача, обумовлений фазовими характеристиками керованого фазообертача (11) KФ11 фазорозщеплювача (12) ФР12 другого помножувача інформаційного каналу (14) М14 , відповідно. Враховуючи ідентичність помножувачів (13) і (14) (KM13=KM14=KM, M13=M14=M), вихідний сигнал суматора (15) приймає вид:   30 35 6 UA 72287 U    D  t   D13 t   D14 t   K  15  0,5  A БНБ b1,N  K     A БНБ b1,N  b , b i   0,N  1,N  N N   сos  bi  i  t   bi  i     сosкк  t  кк      i 1  i 1   N  1 N    sin  b i  i  t   b i  i      sinкк  t  кк     A БНБ b1,N  K     2 i 1  i 1   , (1.10)  N  N      A БНБ b1,N  cos  b i  i  кк   t   b i  i  кк          i 1  b , b i   0,N i 1     1,N де K  K CCФ3  K КФ11  K ФР12  K М  K  15 ; M  13  14    КФ11  ФР12  М    15 .  5    Вихідна напруга інтегратора (16) використовується двоконтурною системою АПФ як керуючої для фазообертача (11), який шляхом автоматичної зміни фазового кута досягає режиму настроювання вимірювача на частоту і фазу вибраного КК. При цьому після селекції спектральних складових відгуку суматора (15) за допомогою інтегратора (16) і відпрацювання двоконтурної системи АПФ на максимум показань вольтметра (17), він зафіксує напругу   U17БНБ  0,5  A 2БНБ b1,N  K  K ФНЧ , 10 (1.11) а цифровий фазометр (20) зафіксує значення фази, що дорівнює сумарному фазовому зсуву, обумовленому інформаційним каналом вимірювача, тобто, фазовими характеристиками керованого фазообертача (11) KФ11, фазорозщеплювача (12) ФР12 і одного з помножувачів інформаційного каналу - (13) або (14) М , відповідно: ЦФ 20БНБ    . (1.12) З урахуванням (1.11) в положенні "Настроювання" рівень напруги Едж керованого джерела стабільної напруги (27) вибирається рівним константі С, яку зручно вибрати з наступної умови   15 20 2   (1.13) E дж.  С  2 / K ФНЧ  K  A БНБ b1,N  В .   Після виконання операції настроювання перемикачі (10) і (25) ставляться у положення "2" і вмикається система автоматичного регулювання підсилення (АРП) амплітуди вибраного КК. Результати, що отримані на етапі калібрування пристрою, використовуються для подальшого визначення параметрів БПФ та їх перерізів. Співвідношення (1.12) дозволяє виявити додаткові фазові вклади, обумовлені інформаційним каналом самого вимірювача. Для проведення необхідних вимірів параметрів вибраної БПФ або її перерізу НС (8) перемикач (10) переводимо у положення "1". При цьому утворюється інформаційний канал для виміру параметрів відгуку НС (8). Відгук НС (8) y(t) на сигнал (1.4) являє собою суму КК, частоти яких зв'язані з частотами компонент ТС формулою: fКК  fКК m    fi  mi  m  i  (1.14) iN визначається співвідношенням:  yt   2  2  1  {  [am0   e j2f КК m   am   e  j2 f m  ]} ,  0 КК 0 (1.15) 0 m0 25 де підсумовування проводиться по всіх індексних векторах m0 , що характеризують початковий склад ТС; m0  m1,0  m 1,0 , m2,0  m  2,0 ,..., mN,0  m N,0  am0  - комплексна амплітуда КК частоти fКК, що визначається виразом [2]:   am0    Ml / 2  21 l  2S  S 0  Hl  2S m   exp[ j  m  m0  K S  m  Ui i  m i  l  2S; m  iN K S  k N ,...k 1 ,k 1 ,...,k N    mi,0  m  i,0   i ]  a 0 m0   expj  0 m0  iN 7 , (1.16) UA 72287 U де кількість доданків в сумі по векторах m визначається кількістю композицій цілого S з N цілих невід'ємних чисел і дорівнює CS - числу сполучень з S+N-1 по S, l   mi,0  m  i,0  S N1 iN порядок КК;  N  l  2S; m   1  2S ! /  mk !    5 - мультиноміальний коефіцієнт;  k  N  [(M-l)/2] - ціла частина виразу в дужках; M - порядок БПФ НС 8;   Hl  2S m   Hl  2S ( f1,..., f1,  f1,...,f1,..., fN ,..., fN,  fN ,...,fN - комплексний переріз БПФ;               m1 m 1 mN m N   am0  - комплексно-спряжена величина для am0  ; 0 m0    mi,0  m  i,0   i - фаза КК, що зумовлена початковими фазами компонент ТС iN 10 i , i  N . На сигнальний вхід помножувача інформаційного каналу (13) подається синфазна частина відгуку досліджуваної НС (8), а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал синфазного виходу ССФ (3). При цьому вихідний сигнал помножувача синфазного інформаційного каналу має вигляд: D13HC t   0,5  A НC b1,N  K KФ11  K ФР12  K М13  A БНБ b1,N     b 1,N , b i   0,N 15     , (1.17) N N   сos  bi  i  t   bi  i    13  HC   K CCФ3  сosкк  t  кк    i 1  i 1  На сигнальний вхід помножувача (14) подається квадратурна частина відгуку НС (8), а на опорний вхід того ж помножувача - сигнал квадратурного виходу ССФ (3). При цьому вихідний сигнал помножувача (14) має вигляд: D14HC t   0,5  A НC b1,N  K KФ11  K ФР12  K М13  A БНБ b1,N     b 1,N , b i   0,N     , (1.18) N N   sin  bi  i  t   bi  i    14  HC   K CCФ3  sinкк  t  кк    i 1  i 1  Враховуючи ідентичність помножувачів (13) і (14) (KM13=KM14=KM, M13=M14=M), вихідний сигнал підсилювача різницевого сигналу (15) визначається виразом:    K   2   D  HC t   D13HC t   D14HC t   K  15  A БНБ b1,N   1,N i    A НC b1,N    b , b   0,N  N  N  N  сos  bi  i  t   bi  i     HC   сosкк  t  кк   sin  bi  i  t      i 1  i 1   i 1   , (1.19)   N  1      bi  i     HC   sinкк  t  кк     A БНБ b1,N  K   2  i 1    N  N       A НC b1,N  cos  bi  i  KK   t   bi  i  KK     HC      i 1  b , b   0,N i 1     де K  K CCФ3  K КФ11  K HР12  K М  K  15 ; M  13  14 ; 1,N 20 25 i        КФ11  ФР12  М    15 . Вихідна напруга інтегратора (16) використовується двоконтурною системою АПФ як керуючої для фазообертача (11), який шляхом автоматичної зміни фазового кута досягає режиму настроювання вимірювача на частоту і фазу вибраного КК. Після селекції спектральних складових відгуку суматора (15) за допомогою інтегратора(16) і відпрацювання двоконтурної 8 UA 72287 U системи АПФ на максимум показань вольтметра (17), цифровий фазометр (20) зафіксує значення фази ЦФ 20НС , що дорівнює сумарному фазовому зсуву   , обумовленому інформаційним каналом вимірювача (тобто фазовими характеристиками керованого фазообертача (11) КФ11 фазорозщеплювача (12) ФР12 , одного з помножувачів 5 інформаційного каналу - (13) або (14) М , підсилювача різницевого сигналу (15) і інтегратора (16), відповідно), і досліджуваної НС (8) HC : ЦФ 20HC     HC , (1.20) а вольтметр (17), з урахуванням дії ССА коливання опорного каналу вимірювача - (1.11), зафіксує нормовану напругу A HC b1,N , (1.21) U17HC  0,5  A HC b1,N  A БНБ b1,N  K  K ФНЧ16  E дж.  A БНБ b1,N   10 15       Використовуючи (1.12) і (1.20) значення фазового зсуву, обумовленого досліджуваною НС (8) для вибраного КК в точці заданого частотного діапазону, визначиться як різниця між відповідними значеннями показів фазометра (20) HC  ЦФ20HC  ЦФ20БНБ , (1.22) Співвідношення (1.22) показує, що цифровий фазометр (20) фіксує значення фази комплексної амплітуди вибраного КК, яка не залежить від початкових фаз гармонійних компонент ТС і фазових характеристик інформаційного та опорного каналу вимірювача, а визначається лише інерційними властивостями досліджуваної НС (8), що підтверджує ефективність роботи двоконтурної АПФ: За результатами проведення N+1 вимірювань комплексних амплітуд складових відгуку вибраного порядку (додаткове рівняння складається для визначення амплітуди нормування A БНБ b1,N ) складається система лінійних рівнянь, вирішення якої визначають усі перерізи цієї   20 25 30 35 40 45 50 БПФ [1,6]. Виходячи з вищевикладеного, можна зробити висновок, що запропоноване технічне вирішення, яке заявляється, задовольняє критерію "Промислове застосування". Джерела інформації: 1. Сверкунов Ю.Д. К измерению многомерных передаточних функций нелинейной системы [Текст] // Ю.Д. Сверкунов. - Радиотехника, 1980. - Т. 35, № 2. - С. 35-39. 2. Пат. № 88065 Україна. МПК7 G01 R 27/28. "Пристрій для визначення N - вимірних характеристик нелінійних систем" [Текст] // Гулін С.П., Гулін О.С, Дмитренко В.П., Піза Д.М.; заявник та патентовласник - Запорізький національний технічний університет; заяв. 26.10.2007; опубл. 10.09.2009. 3. Пат. 27065 Україна. МПК7 G01 R 27/28. Пристрій для визначення параметрів N - вимірних характеристик нелінійних систем [Текст] // С.П. Гулін, О.С. Гулін, В.П. Дмитренко, Д.М. Піза; заявник та патентовласник - Запорізький національний технічний університет; заяв. 18.06.2007; опубл. 10.10.2007, Бюл. № 16. 4. Каталог: Микросхемы ANALOG DEVICES. - Киев: VD MAIS, 2003 г.-143 с. 5. Гулин С.П. Анализ спектра отклика нелинейности, представленной функцией динамического насыщения, при многочастотном воздействии [Текст] // С.П. Гулин. Радіоелектроніка. Інформатика. Управління. Запоріжжя, ЗНТУ. Науковий журнал.-2008. - № 1. С. 31-37. 6. Сверкунов Ю.Д. Идентификация и контроль качества нелинейных элементов радиоэлектронных систем (спектральный метод) [Текст] // Ю.Д. Сверкунов. - М.: "Энергия", 1975.-96 с.: ил. - с. 67-69. 7. Гулін С.П. Аналіз спектра відгуку нелінійності, що представлена аналітичною трансцендентною функцією, на багаточастотний вплив великої норми [Текст] // С.П. Гулін Радіоелектроніка. Інформатика. Управління, Запоріжжя, ЗНТУ, 2004, № 1. - С. 21-28. 8. Гулин С.П. Условия применимости модели динамического насыщения в задачах анализа спектра отклика нелинейных устройств [Текст] //С.П. Гулин - Радіоелектроніка. Інформатика. Управління, Запоріжжя, ЗНТУ, 2005. - № 2(14). - С. 21-28. 9. Гулин С.П. Определение параметров адаптивной модели нелинейных компонентов, представленной аналитической трансцендентной функцией, на основе экспериментальных характеристик [Текст] // С.П. Гулин. - Радіоелектроніка. Інформатика. Управління.-2005, № 2 (13). с. 25-32. 9 UA 72287 U ФОРМУЛА КОРИСНОЇ МОДЕЛІ 5 10 15 20 25 30 35 40 1. Пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій нелінійних систем, що містить опорний генератор (1), вихід якого підключено до опорних входів Nканального синтезатора (2) тестового сигналу і слідкуючого смугового фільтра (3), суматор (4), входи якого з'єднано з виходами синтезатора (2), а вихід з'єднано з входом рівноплечого синфазного розгалужувача (5) на два напрями, перший вихід якого через витоковий повторювач опорного каналу (6) підключено до безінерційного нелінійного елемента (7), вихід якого з'єднано з інформаційним входом слідкуючого смугового фільтра (3), а другий вихід рівноплечого синфазного розгалужувача (5) з'єднано з i-м входом нелінійної системи (8), j - й вихід якої підключено до входу витокового повторювача (9) інформаційного каналу, а також послідовно з'єднані інтегратор (16) і вольтметр (17), який відрізняється тим, що до безінерційного нелінійного елемента додано блок керування, які разом утворюють керований безінерційний нелінійний блок (7) і додатково введені двоконтурна система автопідстроювання фази (Б1) і схема стабілізації амплітуди коливання опорного каналу (Б2). 2. Пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій нелінійних систем за п. 1, який відрізняється тим, що двоконтурна система автопідстроювання фази (Б1) складається з перемикача (10), перший вхід якого з'єднано з виходом керованого безінерційного нелінійного блока (7), другий вхід - з виходом витокового повторювача інформаційного каналу (9), а вихід - з інформаційним входом керованого фазообертача (11), чий вихід з'єднано з входом фазорозщеплювача (12), синфазний і квадратурний виходи якого з'єднано з входами, відповідно, першого (13) та другого (14) помножувачів, чиї виходи з'єднано з входами підсилювача різницевого сигналу (15), вихід якого з'єднано із входом інтегратора (16), а точку з'єднання інтегратора (16) та вольтметра (17) - з входом підсилювача сталого струму (18), чий вихід з'єднано з входом аналогово-цифрового перетворювача (19), вихід якого підключено до фазометра (20) і цифрового входу керованого фазообертача (11), а опорні входи першого (13) та другого (14) помножувачів підключено наступним чином: першого помножувача - до квадратурного виходу слідкуючого смугового фільтра (3), а другого - до виходу додаткового витокового повторювача (22), чий вхід з'єднано з синфазним виходом слідкуючого смугового фільтра (3). 3. Пристрій для виміру та визначення параметрів N-вимірних передатних функцій нелінійних систем за пп. 1, 2, який відрізняється тим, що в схемі стабілізації амплітуди коливання опорного каналу (Б2) обидва входи третього помножувача (21) з'єднано з виходом додаткового витокового повторювача (22); чий вхід з'єднано з синфазним виходом слідкуючого смугового фільтра (3), вхід керування амплітудою якого з'єднано з виходом другого аналогово-цифрового перетворювача (23), вхід якого підключено до виходу пристрою віднімання (24), чий другий вхід з'єднано з виходом додаткового перемикача (25), а перший вхід - з першим входом додаткового перемикача (25) та виходом другого інтегратора (26), вхід якого з'єднано з виходом третього помножувача (21), а другий вхід додаткового перемикача (25) з'єднано з керованим джерелом стабільної напруги (27). 10 UA 72287 U 11 UA 72287 U 12 UA 72287 U Комп’ютерна верстка М. Ломалова Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Урицького, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут промислової власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 13