Спосіб прогнозуючого керування випрямлячем, навантаженого на двигун, по моделі об’єкту

1. Спосіб прогнозуючого керування випрямлячем, навантаженого на двигун, по моделі об'єкта, який полягає у тому, що задають струм навантаження, вимірюють фактичний струм навантаження, вимірюють проти ЕРС навантаження та визначають момент подачі U 2 (19) 1 3 28769 4 тиристорным преобразователем /Серов Н.А., (Wnom - W) , F = C × (n × i nom - ia ) + J Чучалов В.А., Муселимян С.А. и др. БИ №4, 1990]. Tem Наведений спосіб керування обирається При цьому, як видно з виразу (1) наведений прототипом. спосіб керування не потребує вимірювання Недоліком даного способу керування є те, що значення проти ЕРС навантаження. він не враховує електромеханічних процесів у Наведений вище вираз для обчислювання навантаженні, а саме під час регулювання до функціоналу F напряму випливає з основного уваги не береться електромеханічна постійна електромеханічного рівняння двигуна постійного системи, внаслідок чого перерегулювання за струму (2), що використовується в якості моделі струмом є неминучим, що веде до зносу дви гуна. об'єкта: Корисна модель спрямована на розв'язання dW J = MM - MST (2) технічної задачі зменшення перевантаження за dt струмом якоря та, як наслідок, збільшення строку де MM обертаючий момент валу служби двигуна. Те хнічним результатом корисної електродвигуна, який дорівнює моделі є обмеження струму якірного ланцюга на MM = C × i a , (3) етапі розгону на наперед заданому рівні, та таке ж обмеження під час зростання гальмівного моменту MST - статичний момент, на валу. на валу двигуна, що дає можливість використання За умови сталості статичного моменту на валу пристрою на базі наведеного способу керування M ST та при підстановці обертаючого моменту MM двигуном постійного струму в системах вентиляції відповідно виразу (3), диференціал виразу (2) за шахт та металургійних заводів. часом має вигляд: При способі обраному за прототип вимірюють 2 фактичний струм навантаження ті визначають di d W (4) J =C a момент подачі чергових імпульсів керування таким 2 dt dt чином, щоб фактичний струм навантаження досяг При заміні диференціалу кінцевими заданого значення за один інтервал дискретності збільшеннями, маємо: без перерегулювання. Потім визначають інтервал æ dW ö дискретності через перетин гладкої складової JDç ÷ = C × Dia (5) è dt ø напруги UГЛ з черговою синусоїдою. Визначають При цьому, використано рівняння: залежність гладкої складової напруги UГЛ від часу на майбутній інтервал дискретності. За відомою æ dW ö dW0 dW , Dç ÷= (6) UГЛ та стану мережі визначають чергову синусоїду dt dt è dt ø напруги мережі, що повинна підключатися до де dW 0 - заданий темп розгону двигуна, навантаження в майбутньому інтервалі dt дискретності. Визначають значення інтегралу від dW - поточний темп розгону. різниці чергової синусоїди напруги мережі та UГЛ в dt межах від поточного моменту до закінчення В режимі при котрому двигун вийшов на інтервалу дискретності. Вимірюють напругу номінальну швидкість заданий темп розгону тиристорного перетворювача та визначають дорівнює d W0 = 0 . При цьому вираз (6) приймає значення інтегралу від різниці UГЛ та напруги dt тиристорного перетворювача в межах від початку вигляд: інтервалу дискретності до поточного моменту æ dW ö dW Dç часу. Під час рівності вказаних інтегралів видають ÷= (7) dt è dt ø імпульси на ті тиристори, які підключають чергову При заміні диференціалів за часом на синусоїду напруги мережі до навантаження. збільшення на кінцевому відрізку часу рівному Наприкінці поточного інтервалу дискретності електромеханічній постійній системи Tem , яка повторюють дії щодо розрахунку майбутнього визначається згідно з виразом: інтервалу. Вирішення поставленої задачі по зменшенню J × Wnom 2 Tem = (8) перевантаження за струмом досягається тим, що Unom × Inom момент подачі імпульсів керування визначається Тоді вираз (5) з урахуванням виразу (8) має шляхом циклічного прорахунку мікроконтролером вигляд: функціоналу F (1) на кожному інтервалі (W - W) - J nom = C × Di a (9) дискретності, функціонал являє собою суму двох Tem доданків, при цьому перший доданок є добутком При цьому якщо обмежити пусковий струм на конструктивного коефіцієнту двигуна С та різниці вказаному інтервалі часу на рівні n - кратного значення струму, яке обмежує перевантаження на струму від номінального струму якорю то вираз (5) етапі пуску (n × inom ) , та поточного значення струму набуває вид: якоря ia , а другий доданок є добутком моменту (Wnom - W) = C × (n × i -J (10) nom - i a ) інерції J системи та різниці номінального значення Tem кутової швидкості Wnom обертання валу двигуна При перенесенні через знак рівності отримаємо функціонал F згідно виразу (1), який зата поточного його значення W , що віднесена до своєю суттю відображає рівняння балансу електромеханічної постійної часу системи Tem електричної та механічної енергії в системі. 5 28769 6 Згідно цього рівняння, коли права частина перевантаження за струмом якірного ланцюга стає негативною в системі спостерігається брак двигуна, та як наслідок, збільшити строк служби енергії, та саме в цю мить повинні бути видані двигуна. сигнали керування на ключі, а в разі здобування Джерела інформації: правою частиною позитивного значення, то ці 1. Шипилло В.П. Операторно-рекуррентный сигнали треба зняти. З вище сказаного, випливає анализ электрических цепей и систем. -М.: висновок, що силові ключі перетворювача повинні Энергоатомиздат, 1991, -312с. бути цілком керованими, при цьому для 2. А.с. №1539934 СССР, МКИ Н02М7/48 (МПК8 зменшення вартості силової частини 7/155). Способ управления тиристорным перетворювача та спростовування алгоритму преобразователем /Серов Н.А., Чучалов В.А., керування випрямляч має трифазну мостову Муселимян С.А. и др., БИ №4, 1990. напівкеровану схему, що зображена на Фіг.1. Фіг.2 містить структурну схему електромеханічної системи, яка здійснює наведений спосіб керування. Пристрій за Фіг.2 містить складові блоки: 1 мікроконтролер, 2 - датчик нуля фазної напруги вхід якого підключений до однієї з фаз мережі, а вихід - до одного з входів переривань мікроконтролера 1, 3 - формувач імпульсів керування, 4 - трифазний мостовий керований випрямляч, 5 - датчик струму навантаження, що вимірює струм якірного ланцюга двигуна 6 та отримане значення подає на вхід АЦП 7, 6 - двигун постійного струму (навантаження), якірний ланцюг котрого живиться від випрямляча 4, а порушення здійснюється з будь-якого іншого джерела постійного струму та на схемі не вказано, 7 та 9 аналого-цифрові перетворювачі, 8 - таймер, 10 датчик частоти обертання валу двигуна, на ви ході якого діє сигнал однополярної напруги пропорційний кутовий швидкості обертання валу двигуна 6. Датчик нуля лінійної напруги 2 формує імпульси синхронізації з появою яких мікроконтролер 1 перезапускає таймер 8, який здійснює відлік поточного кута керування перетворювача. Датчик 5 вимірює струм якірного ланцюга та за допомогою АЦП 7 результат вводиться в мікроконтролер. Інформація про швидкість обертання вводиться в мікроконтролер за допомогою датчика 10 та АЦП 9. З початку роботи системи мікроконтролер 1 за допомогою датчиків 5, 10 та аналого-цифрових перетворювачів 7, 9 циклічно вимірює струм та швидкість обертання валу двигуна відповідно. Після прорахунку виразу (1) з поточними значеннями струму та швидкості мікроконтролером приймається рішення про видачу або зняття сигналу керування на той (з того) ключового елементу (у), анодна напруга якого більше нуля. Позитивна анодна напруга на кожному з ключів визначається мікро контролером за значенням таймеру, котрий синхронізується в момент переходу фазної напруги однієї з фаз з негативного до позитивного значення. Таким чином, сигнал керування надходить на керуючий електрод ключового елементу ще до точки природної комутації і комутація відбувається одразу ж в момент досягнення цієї точки, тим самим усуваючи затримку імпульсів керування. Таким чином, наведений спосіб прогнозуючого керування тиристорним перетворювачем на базі прорахунку функціоналу, що відображає параметри та електромеханічні процеси в двигуні постійного струму, дає можливість усунути