Спосіб синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду і пристрій для його здійснення

Реферат: Винахід належить до галузі радіолокаційного моніторингу земної кулі. Спосіб синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду і пристрій для його здійснення полягають в тому, що, по-перше, випромінюють зондувальні сигнали за допомогою декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, по-друге, що формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів здійснюють паралельно за допомогою багатоканального когерентного приймача-передавача, по-третє, що після запам'ятовування відбитих сигналів в кожному каналі прийому виконують інтерполяцію відліків відбитих сигналів, прийнятих від кожної окремої антени, складання відповідних відліків всіх каналів прийому, формуючи відбиті сигнали від антенної системи, діаграма спрямованості якої визначається шляхом складання діаграм спрямованості окремих антен. Технічним результатом, що досягається даним винаходом є розширення ширини смуги огляду супутникової радіолокаційної станції надвисокої розрізненості та збільшення енергетичного потенціалу супутникової смугової радіолокаційної станції із синтезованою апертурою (РСА). UA 110480 C2 (12) UA 110480 C2 UA 110480 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 Винахід належить до області радіолокації. Він спрямований, зокрема, на удосконалення супутникових радіолокаційних засобів огляду земної поверхні, у яких використовується рух носія радіолокаційного датчика для підвищення розрізнювальної здатності по напрямку руху. Винахід може бути використаний у військовій сфері, при глобальному моніторингу земної кулі, у надзвичайних ситуаціях при природних та техногенних катастрофах, наукових дослідженнях і картографії. В сучасних радіолокаційних засобах дистанційного зондування Землі розрізненість за похилою дальністю забезпечується за рахунок використання широкосмугового зондувального сигналу, а за шляховою дальністю (азимутом) - за рахунок обробки сигналів, відбитих від земної поверхні, які отримані на ділянці траєкторії носія радіолокаційної станції із синтезованою апертурою (РСА), а саме - на інтервалі синтезування апертури. Відомий спосіб побудови РЛС із сфокусованою синтезованою апертурою, в якому на прямолінійній ділянці траєкторії руху літального апарата здійснюють синтез антенної решітки, яку сфокусовано на точкові елементи земної поверхні, що розрізняються. /1/ Процес одержання радіолокаційного зображення полягає у формуванні когерентних імпульсних зондувальних сигналів, їхньому випромінюванні в напрямку, перпендикулярному прямолінійному рухові носія РСА, когерентному прийомі, стисненні і детектуванні прийнятих сигналів, вимірюванні їх через інтервали часу, що відповідають розрізнювальній здатності за похилою дальністю, запам'ятовуванні, обробці та формуванні радіолокаційного зображення (РЛЗ) для передавання по радіоканалу або запису в бортовий накопичувач. Недоліком вказаного способу побудови РСА є те, що він не може забезпечити розрізнювальну здатність менше 3…4 метрів на дальності 500…1000 км - робочій дальності дії супутникових РСА - через структурне обмеження, пов'язане із сферичністю фронту хвилі зондувального сигналу. Співвідношення щодо обмеження дальності дії має вигляд /2/ R  16 1 , (2) 2  ƒ де ƒ - ширина спектра функції, яка має обмежений спектр. В теорії побудови радарів з синтезованою апертурою на основі цієї фундаментальної теореми доказано, що лінійний інтервал дискретизації кутового спектра має дорівнювати /1/ l  55 2 Графік залежності дальності дії, відповідно структурного обмеження за співвідношенням (1), при λ=3 см та δr=δх наведено на фіг. 1. Найбільш близьким технічним рішенням, яке долає обмеження дальності дії, пов'язане із сферичністю фронту хвилі, та яке прийнято за прототип, є спосіб синтезування апертури РЛС бокового огляду, в якому в процесі обробки здійснюється штучне вирівнювання фронту хвилі зондувального сигналу [3]. Він полягає в тому, що на прямолінійній ділянці траєкторії руху літального апарата формують і випромінюють зондувальні сигнали, приймають відбиті сигнали, роблять виміри і дискретизацію відбитих сигналів, корекцію фази відбитих сигналів у кожному елементі розрізнення за похилою дальністю δr; здійснюють запам'ятовування значень відбитого сигналу, розділяють записані відбиті сигнали на складові частотних піддіапазонів їхнього спектра, запам'ятовують і виконують компонування складових сигналів сусідніх каналів дальності, синтезуючи відбитий сигнал від прямокутних елементів субсмуги огляду, ширина яких дорівнює розрізнювальній здатності за похилою дальністю, здійснюють узгоджену фільтрацію на довжині інтервалу синтезування апертури, запис радіолокаційного зображення смуги огляду для подальшого передавання по радіоканалу користувачу або запису в бортовий накопичувач. /3/ В способі прототипу теоретично вирішено проблему структурного обмеження дальності дії радарів надвисокої розрізненості за шляховою дальністю для авіаційних та супутникових РСА. Але суттєвим недоліком супутникових РСА надвисокої розрізненості, що побудовані за способом прототипу є те, що смуга огляду за похилою дальністю має структурне обмеження, пов'язане зі швидкістю руху носія. Суть цього обмеження полягає в наступному. Загально відомо, що максимально припустимий часовий інтервал дискретизації функції, яка має обмежений спектр, визначається згідно з теоремою Котельникова наступним співвідношенням t  50 x 2 r . (1) dГ ПРД 2 , (3) де dГ ПРД - горизонтальний розмір передавальної антени. Максимально припустиме значення лінійного інтервалу дискретизації кутового спектра (3) обмежує період слідування широкосмугового зондувального сигналу 1 UA 110480 C2 Tc  5 15 20 25 30 , (4) 2Vcn де Vcn - швидкість руху супутника носія РСА. З врахуванням того, що для супутникових радарів з траєкторною обробкою сигналів, дальність дії яких становить від декількох сотень до 1000 км, з енергетичної точки зору доцільно вибирати час випромінювання рівним часу прийому відбитого сигналу /2/, ширина смуги огляду дорівнює R  10 dГ ПРД c Tc . (5) 4 Тобто для розрізненості 1…3 метри R  19...56 км. Для глобального моніторингу Землі така ширина смуги огляду недостатня. Її бажано збільшити. Винаходом досягається збільшення ширини смуги огляду за похилою дальністю та одночасне збільшення енергетичного потенціалу супутникової смугової РСА. Суть винаходу способу синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду при якому формують і випромінюють зондувальні сигнали, приймають відбиті сигнали, роблять виміри і дискретизацію відбитих сигналів, корекцію фази відбитих сигналів у кожному елементі розрізнення за похилою дальністю, здійснюють їх запам'ятовування, розділяють скоректовані відбиті сигнали на складові частотних піддіапазонів їхнього спектра, запам'ятовують, виконують компонування складових сигналів сусідніх каналів дальності, синтезуючи відбиті сигнали від прямокутних елементів субсмуги огляду, здійснюють узгоджену фільтрацію на довжині інтервалу синтезування апертури, та запис радіолокаційного зображення смуги огляду, полягає в тому, що, по-перше, випромінюють зондувальні сигнали за допомогою декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, по-друге, тим, що формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів здійснюють багатоканальним когерентним приймачемпередавачем, по-третє, тим, що після запам'ятовування відбитих сигналів в кожному каналі прийому перед операцією розділення на складові частотного діапазону виконують інтерполяцію відліків відбитих сигналів, прийнятих від кожної окремої антени, складання відповідних відліків всіх каналів приймання, формуючи відбиті сигнали від антенної системи, діаграма спрямованості якої визначається шляхом складання діаграм спрямованості окремих антен. Ширина діаграми спрямованості (кут синтезування ) антенної системи, що містить n окремих антен діаграми спрямованості, які перекриваються в горизонтальній площині, дорівнює    n , (6) kd Г де  - довжина хвилі; dГ - горизонтальний розмір окремої антени; 35 k - коефіцієнт використання горизонтального розміру антени; n - кількість окремих антен. Потенційна розрізнювальна здатність смугової РСА із запропонованою антенною системою дорівнює x  40 45 50 d   Г . (7) 2 2n Ідея збільшення смуги огляду супутникової РСА надвисокої розрізненості полягає в тому, що половина горизонтального розміру кожної окремої антени в декілька разів більше потрібної розрізненості за шляховою дальністю. При цьому їх діаграми спрямованості (ДС) мають перекриватись таким чином, щоб при складанні їх сигналів можна було штучно створювати однопелюсткову ДС, ширина якої (кут синтезування апертури) буде забезпечувати потрібну розрізненість за шляховою дальністю. Складання сигналів від окремих антен треба робити не в антенно-фідерному тракті на частоті випромінювання, як запропонованоу /4/, а після паралельного виміру та дискретизації прийнятих сигналів окремих антен. При цьому первинний період дискретизації визначається горизонтальним розміром окремих вузькоспрямованих антен. Після дискретизації виміряних відбитих сигналів в приймальних каналах окремих антен треба збільшити кількість відліків. Тобто зробити інтерполяцію виміряних сигналів на просторовій частоті, яка на декілька порядків менша за частоту випромінювання, та скласти комплексні числа, що відповідають оцифрованим значенням відбитих сигналів окремих антен. 2 UA 110480 C2 5 Здійснення синтезування ДС РСА з декількох вузьких ДС, які формуються окремими приймально-передавальними каналами когерентного багатоканального приймача-передавача шляхом збільшення (інтерполяції) кількості відліків в кожному каналі на проміжній частоті та подальшого їх складання, дозволяє збільшити максимально припустимий лінійний (часовий) період дискретизації відбитих сигналів при надвисокому розрізненні. Співвідношення для ширини спектрів прийнятих траєкторних сигналів, розмірів антенної системи, ширини ДС окремої антени, максимально припустимого періоду дискретизації сигналу, прийнятого окремою антеною і потенційно можливої смуги перегляду представлені в таблиці 1. Таблиця 1 Число окремих антен n 1 2 3 4 5 6 7 … n 1 0,5 0,33 0,25 0,2 0,17 0,14 … 1 n 1 2 3 4 5 6 7 … n 1 1 1,5 2 2,5 3 3,5 … n 2 1 1 1,5 2 2,5 3 3,5 … n 2 1 1 1,5 2 2,5 3 3,5 … n 2 Співвідношення параметрів n 0 n dГ d1 Г 1 Fm n Fm n Tmax дискр 1 Tmax дискр Rn max R1 max 10 У таблиці 1 позначено: 0 - ширина ДС однопроменевої антени РСА;  n - ширина ДС одного променя антенної системи РСА, що складається з n окремих антен; - горизонтальний розмір n однакових окремих антен антенної системи РСА; d 1 Г горизонтальний розмір однопроменевої антенної системи РСА; 1 n Fm - ширина кутового спектра траєкторних сигналів з однопроменевою антеною РСА; Fm - максимальна ширина кутового спектра, прийнятого відбитого сигналу окремою антеною 1 антенної системи РСА, що складається з n окремих антен; Tmax дискр - максимально n dГ 15 припустимий період дискретизації траєкторного сигналу з однопроменевою антеною РСА; n Tmax дискр - максимально припустимий період дискретизації прийнятого відбитого сигналу 20 25 30 окремою антеною антенної системи РСА, що складається з n окремих антен; R1 max максимальна ширина смуги перегляду по похилій дальності з однопроменевою антеною РСА; Rn max - максимальна ширина смуги огляду по похилій дальності з антенною системою РСА, що складається з n окремих антен. Слід зазначити, що перед виконанням операції інтерполяції для підвищення якості радіолокаційного зображення доцільно зробити цифрову фільтрацію первинних оцифрованих відліків в каналах похилої дальності приймальних каналів окремих антен, що зменшить рівень завад при виконанні подальшої обробки. Відомо, що відповідно до теореми Котельникова відновлення дискретизованої функції визначається таким чином /5/ ƒt   де k   ƒkt  k   sin2Fm t  kt  , (8) 2Fm t  kt  Fm - максимальна частота в спектрі траєкторного сигналу, що приймається; t - часовий період дискретизації; k=0,±1,±2,±3, … - цілі невід'ємні числа. 3 UA 110480 C2 У процесі виміру та обробки траєкторного сигналу обсяг вибірки обмежений кутом (часом, довжиною) синтезування апертури. Елемент розрізнення за шляховою дальністю каналу похилої дальності формується шляхом обробки траєкторного сигналу на інтервалі синтезування Lc, а число відліків для його формування визначається за формулою 5  L c Ts   2Ts F , (9) x t де Ts - часовий інтервал синтезування апертури; 10 15 F - ширина кутового спектра траєкторного сигналу. При наявності n окремих каналів прийому по шляховій дальності перед об'єднанням (підсумовуванням) комплексних дискретних відліків необхідно зробити передискретизацію прийнятих сигналів. У процесі інтерполяції число відліків кожного каналу необхідно збільшити в n / 2 разів. При v-відліках на інтервалі синтезування значення траєкторного сигналу навколо відліку  / 2 визначається рівністю ƒ   k Ts 2 t  ƒkt  k  Ts 2 t sin2Fm   kt  при   t , (10) 2Fm   kt  де період дискретизації t  1 . 2F 20 25 Слід зазначити ряд моментів. По-перше, рівність (10) є приблизною, оскільки обсяг вибірки обмежений кількістю відліків на інтервалі синтезування. На практиці звичайно обмежуються 10…15 відліками вправо й уліво від обмірюваного значення, що значно менше вибірки на траєкторії синтезування. По-друге, співвідношення (10) справедливо, коли спектр дискретизованої функції починається з нуля. По-третє, у РСА при прийомі відбитого сигналу звичайно вимірюють синфазну й квадратурну складові. Тобто комплексне значення відбитого сигналу являє собою суму двох векторів Jt   At e jt   At  cos t   jAt  sin t  , (11) де At  - амплітуда комплексного сигналу; t  - фаза комплексного сигналу. У цьому випадку співвідношення для обчислення значень додаткових дискрет при інтерполяції визначаються виразами: ƒ c   k Ts 2 t  ƒ c kt  k  ƒ к   k Ts 2t  ƒк kt  k  30 Ts 2 t Ts 2t sin2F  kt  при   t , (12) 2F  kt  sin2F  kt  2F  kt  при   t , (13) де ƒ c kt   A kt  cos kt   ƒkt  cos kt  ; (14) ƒ k kt   A kt sin kt   ƒkt  sin kt  35 . (15) Співвідношення (12), (13) справедливі для траєкторних сигналів, спектр яких починається з нульової частоти. Для смугового радіосигналу ƒt   At 2ƒ0 t  t   ƒc t cos 2ƒ0 t  ƒk t sin 2ƒ0 t , (16) квадратурні компоненти ƒ c t   ƒt  cos t  ; і ƒk t   ƒt  sin t  ; являють собою низькочастотні сигнали зі спектром, обмеженим смугою F , і повністю визначаються послідовностями відліків ƒc kt  і ƒk kt , де 40 t  1 . 2F У випадку, коли спектр починається не з нульової частоти, співвідношення для обчислення значень додаткових дискрет при інтерполяції визначаються виразами /5/ 4 UA 110480 C2 ƒ c    k Ts 2 t  ƒ c kt  k  ƒ к   k Ts 2 t Ts 2t  ƒк kt  k  Ts 2t sin2F  kt  cos 2ƒ 0  при   t , (17) 2F  kt  sin2F  kt  sin 2ƒ 0  2F  kt  при   t . (18) У співвідношеннях (17), (18) ƒ 0  ƒ1  ƒ 2 - середнє значення частоти спектра сигналу. 2 5 Зміна періоду дискретизації сигналу перед підсумовуванням відліків сигналів від n окремих однопроменевих ДС дорівнює t   10 15 20 25 30 35 40 45 50 2t . (19) n Для антенної системи РСА, у якій використовується кілька окремих променів для формування однопроменевих ДС, зменшення періоду дискретизації здійснюється або шляхом додавання певного числа відліків при кратній зміні числа відліків, або формування нової послідовності частковою або повною заміною відліків вимірюваної послідовності. Алгоритми формування нової послідовності з меншим періодом дискретизації використовують співвідношення (19) для знаходження значень нової послідовності з необхідним періодом дискретизації. Істотною особливістю супутникових РСА, яку необхідно враховувати при здійсненні фазової корекції прийнятих сигналів, є вплив обертання Землі. Для супутникових РСА Внаслідок незмінності площини орбіти супутника в просторі, для супутникових РСА всі наземні об'єкти представляються такими, що рухаються з лінійною швидкістю обертання Землі. Лінійна швидкість точок поверхні Землі залежить від широти, на якій вони перебувають. Вона максимальна на екваторі (463 м/с) і дорівнює нулю на полюсах. У процесі синтезування апертури радіальне переміщення точок земної поверхні відносно траєкторії руху носія РСА необхідно компенсувати, що робиться за алгоритмом фазової корекції. На фіг. 2 наведені геометричні побудови для пояснення впливу обертання Землі на характеристики РСА: А, В, С - сторони сферичного трикутника; лінія В - довільний меридіан. Дуга С представляє слід траєкторії польоту супутника на земній поверхні і пов'язана з центральним кутом δ. Кут γ на сфері дорівнює (i-90°), де i - кут нахилу орбіти. Кут  використовується для обчислення складової лінійної швидкості обертання Землі у радіальному напрямку. У межах показаної на фіг. 2 чверті орбіти супутника  змінюється від максимального значення 3  i на екваторі до 90° на максимально високій широті. Радіальна складова швидкості, обумовлена обертанням Землі, дорівнює /6/ r  лз  sin A cos    sin i , (20) де лз - лінійна швидкість обертання Землі на екваторі; A - відстань від РСА по дузі відносно полюса;  сферичний кут, утворений дугою, що проведена через найближчий полюс і точку знаходження РСА, й дугою, що являє собою слід траєкторії польоту супутника на земній поверхні; i - кут падіння променя ДС антени РСА. У процесі прийому та обробки для компенсації переміщення смуги огляду, відносно траєкторії носія РСА за похилою дальністю при синтезуванні апертури виконується: - розрахунок переміщення каналів по координаті похилої дальності за період проходження зондувального сигналу. - відповідно до розрахунку радіального переміщення смуги спостереження за період проходження зондувального сигналу змінюють момент початку прийому відбитого сигналу. - коректують фазу прийнятого сигналу, яке обумовлене зміною дальності до каналів похилої дальності, при відносному переміщенні смуги спостереження й носія РСА. Що штучно фіксує відстань від траєкторії польоту носія РСА до смуги зондування. В способі смугового огляду супутникових РСА надвисокої розрізненості, що пропонується, в процесі синтезування апертури відслідковуються (стребуються) відбити сигнали від смуги огляду. При цьому дальність до смуги огляду в процесі прийому відбитих від неї сигналів 5 UA 110480 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 змінюється. Це призводить до зміни амплітуди (потужності) сигналів, що приймаються, від ізотропної цілі на інтервалі синтезування апертури. Типовим значенням часу синтезування в супутниковій смуговій РСА надвисокої розрізненості є 1 секунда. Величина зміни дальності за цей час не перевищує 400 метрів. Зміною потужності прийнятих відбитих сигналів при такий зміні дальності можна знехтувати. Форма смуги огляду повторює на поверхні Землі форму сліду траєкторії носія РСА. Але вона формується з прямокутних ділянок (підсмуг) огляду довжина яких визначається часом слідкування за дальністю до підсмуги. Довжина підсмуги дорівнює lnc  Vcn   , (21) де  - часовий інтервал регулювання початку приймального строба, який відслідковує відбиті від підсмуги сигнали. Після закінчення визначеного часу приймання відбитих сигналів від підсмуги початок приймального строба (часовий інтервал між початком зондувального сигналу і початком прийому), визначається дальністю до початку наступної підсмуги R0. Фрагмент розділення смуги огляду на підсмуги наведено на фіг. 3. Порівняння технічного рішення, що заявляється, із прототипом дозволяє зробити висновок, що спосіб синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду, який заявляється, відрізняється тим, що, по-перше, випромінюють зондувальні сигнали за допомогою декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, по-друге, тим, що формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів здійснюють багатоканальним когерентним приймачемпередавачем, по-третє, тим, що після запам'ятовування відбитих сигналів в кожному каналі прийому перед операцією розділення на складові частотного діапазону виконують інтерполяцію відліків відбитих сигналів, прийнятих від кожної окремої антени, а далі здійснюють складання відповідних відліків всіх каналів прийому, формуючи відбиті сигнали від антенної системи, діаграма спрямованості якої визначається шляхом складання діаграм спрямованості окремих антен. Принципові відмінності запропонованого способу наступні: - використання декількох окремих антен для передавання та приймання; - використання багатоканального когерентного приймача-передавача, канали якого повністю ідентичні; - інтерполяція (підвищення числа) відліків кутових (просторових) частот окремих каналів приймання; - складання після інтерполяції відповідних цифрових значень відліків окремих каналів приймання. Послідовність операцій, які виконують при створенні діаграм спрямованості при запропонованому способі наведена на фіг. 4. Перейдемо тепер до розгляду конструкції супутникової РСА надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду, що зв'язана єдиним винахідницьким задумом з вищеописаним способом синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду, і яка за допомогою елементів і пристроїв, що складають її структуру, виконує технологічні операції над сигналом, передбачені у запропонованому способі. Відома структура РЛС БО, що описана в (/1/ с. 60-66, 91-105). Ця РЛС БО із синтезованою апертурою (СА) складається з антенної системи, когерентного приймально-передавального тракту, цифрової системи обробки (ЦСО) сигналів і системи відображення інформації. Антенна система разом з навігаційною системою забезпечує просторову стабілізацію, керування антеною за кутом місця, обчислення відхилення від заданої траєкторії, випромінювання зондувальних і прийом відбитих сигналів. Когерентний приймально-передавальний тракт призначений для формування зондувальних імпульсів, прийому відбитих сигналів і забезпечує вимірювання дискретних значень радіоголограм на траєкторії синтезування в каналах похилої дальності. Цифрова система обробки здійснює когерентне підсумовування сигналів від кожної цілі за час прольоту носієм ділянки траєкторії, рівної штучному розкриву антени. Однак, така структура РСА не дозволяє досягти розрізненості менш ніж три метри на дальностях дії супутникових РСА через обмеження на добуток розрізнювальних координат, властивого класичній структурі побудови смугової РСА. Найбільш близькою за структурою і принципом дії до запропонованого пристрою є структура смугової РСА, що описана у /3/. Ця РСА конструктивно містить: приймально-передавальну антенну систему, блок керування просторовою орієнтацією антени, когерентний приймачпередавач, блок вимірів і дискретизації, обчислювач фазової корекції, компенсатор траєкторних нестабільностей (коректор фази прийнятого сигналу), цифрову систему обробки, яка включає: 6 UA 110480 C2 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 попередній фільтр цифрової обробки, пам'ять сигналів каналів дальності, процесор фільтрації і компонування, цифровий узгоджувальний фільтр, пристрій відображення та запису зображення. Недоліком цієї структури смугової РСА надвисокої розрізненості, що вибрана як прототип, при використанні її на супутниковому носії, є недостатня ширина смуги огляду. Задачею винаходу є підвищення ширини смуги огляду супутникової РСА надвисокої розрізненості. Поставлена задача вирішується тим, що в радіолокаторі бокового огляду, що розміщається на літальному апараті, і конструктивно містить такі елементи (див. фіг. 5): блок приймачапередавача 4, приймально-передавальну антенну систему 1, вхід і вихід якої з'єднані відповідно з виходом передавача і входом приймача блока приймача-передавача 4, блок керування просторовою орієнтацією антени 2, який керує поворотом антени навколо осей її шарнірних підвісів, інтегральну навігаційну систему (ІНС) 5, вихід якої з'єднано з входом блока керування просторовою орієнтацією антени 2, блок трьох координатних акселерометрів 3, що кріпляться до антени, а їхні виходи з'єднані з входами блока керування антеною 2 і з входами ІНС; блок вимірів і дискретизації 6, входи якого з'єднані з виходами приймача-передавача 4, обчислювач фазової корекції 7, входи якого з'єднані з виходами ІНС 5, компенсатор траєкторних нестабільностей (коректор фази прийнятих сигналів) 8, входи якого з'єднані з виходами обчислювача фазової корекції 7 і блока виміру і дискретизації 6, систему цифрової обробки, що включає пам'ять сигналів каналів дальності 9, вхід якої з'єднано з виходом коректора фази (компенсатора траєкторних нестабільностей), процесор фільтрації й компонування 13, та пристрій цифрової узгодженої фільтрації траєкторних сигналів, що включає пам'ять опорних функцій 15 і цифровий узгоджений фільтр 14, один із входів якого з'єднаний з виходом блока пам'яті опорних функцій 15, а другий з виходом процесора фільтрації й компонування 13; пам'ять системи фіксації та трансляції радіолокаційного зображення смуги огляду 16, вхід якої з'єднаний з виходом цифрового узгодженого фільтра 14; і синхронізатор 18, що формує імпульси запуску, керуючі і бланкуючі відеоімпульси, які забезпечують координацію роботи блоків станції; зроблено наступні структурні зміни, по-перше, антенна система виконана з декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, по-друге, формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів окремих антен здійснюють багатоканальним когерентним приймачем-передавачем, потретє, введено пристрій інтерполяції відліків сигналів каналів дальності від окремих антен 10, вхід якого з'єднано з виходом блока пам'яті сигналів каналів дальності 9, в-четвертих, введено пристрій складання 11 відповідних відліків окремих антен після їх інтерполяції, вхід якого з'єднано виходом пристрою інтерполяції 10, а вихід зі входом процесора фільтрації й компонування 13, в-п'ятих, введено обчислювач початку приймального строба 17, вхід якого з'єднано з виходом ІНС, а вихід з синхронізатором 18. У свою чергу, когерентний приймально-передавальний пристрій 4 (див. фіг. 6) конструктивно містить, генератор високої частоти 20, генератор проміжної частоти (ГПЧ) 19, імпульсний модулятор сигналу проміжної частоти 21, один із входів якого підключений до одного з виходів генератора проміжної частоти, генератор лінійночастотно модульованого (ЛЧМ) сигналу 22, вхід якого з'єднаний з виходом імпульсного модулятора 21, змішувачі передавача 23/1…23/n, один із входів кожного з яких з'єднаний з виходом генератора ЛЧМ сигналу, а інші - з виходом генератора високої частоти 20, підсилювачі потужності 24/1…24/n, один із входів кожного з яких з'єднаний з виходом змішувача передавача 23/1…23/n відповідно, а виходи - із входами відповідних окремих антен (антенними перемикачами 26/1…26/n), імпульсний модулятор сигналу, що випромінюється, 25, вхід якого з'єднаний із синхронізатором, а вихід - з керуючими входами підсилювачів потужності 24/1…24/n, змішувачі приймачів 27/1…27/n, один із входів яких з'єднано з відповідними зворотними виходами антенних перемикачів 26, а інші - з одним з виходів генератора високої частоти 20, підсилювачі проміжної частоти (ППЧ) 28/1…28/n, один із входів кожного з яких з'єднано з відповідними виходами змішувачів приймача 27/1…27/n, пристрої стиску імпульсів 29/1…29/n, входи яких підключені до відповідних виходів ППЧ 28/1…28/n, блоки фазових детекторів (ФД) 30/1…30/n, один із входів кожного з яких з'єднано з відповідними виходами пристроїв стиску імпульсів 29/1…29/n, другі входи з'єднані з одним з виходів ГПЧ 19, а виходи з'єднані із відповідними входами аналого-цифрових перетворювачів 31/1…31/n. Приймально-передавальний пристрій РСА 4 (фіг. 5) призначений для формування когерентної послідовності надвисокочастотних радіоімпульсів із внутрішньою імпульсною лінійною частотною модуляцією і когерентним прийомом відбитих сигналів, а також їх стиснення та одержання просторового спектра елементів смуги огляду. 7 UA 110480 C2 Формування сигналу передавача відбувається в такий спосіб: генератор проміжної частоти 19 і гетеродин квазінесучої 20 виробляють когерентні гармонійні сигнали з частотами ƒ ПЧ і ƒ о . 5 10 Звичайно когерентні гетеродини, включають стабілізований кварцовий генератор гармонійного сигналу частотою ƒЗГ , наприклад, порядку 100 МГц і помножувачі частоти. Сигнал з виходу когерентного генератора проміжної частоти 19, наприклад, частоти 2 ГГц, подається на вхід імпульсного модулятора сигналу проміжної частоти 21. На інший вхід імпульсного модулятора 21 подається періодична послідовність відеоімпульсів від синхронізатора 18. Сигнал з виходу імпульсного модулятора 21 подається на вхід генератора ЛЧМ-сигналу 22. Сигнал з виходу генератора ЛЧМ-сигналу 22 подають на один із входів кожного зі змішувачів передавачів 23/1, … 23/n окремих антен, на інші входи яких подається сигнал з виходу когерентного гетеродина квазінесучої частоти ƒ о , яка близька до частоти випромінюваного сигналу ƒВИП , наприклад, 10 ГГц. З виходу змішувачів 23/1, … 23/n періодична послідовність радіоімпульсів з несучою частотою ƒВИП  ƒ о  ƒпр підсилюється в підсилювачах потужності 24/1, … 24/n і подається у 15 тракти хвилеводів передавальних антени. Їхня тривалість визначається імпульсним модулятором надвисоких частот, що запускається імпульсами із синхронізатора. Отже в передавачі здійснюється збудження гармонійних коливань проміжної ƒпр і квазінесучої ƒ о частоти, формування імпульсного ЛЧМ-сигналу на проміжній частоті, перенос спектра імпульсного ЛЧМ-сигналу на несучу частоту ƒизл  ƒо  ƒпр і підсилення імпульсних 20 25 30 35 40 45 50 55 ЛЧМ-сигналів (див. фіг. 6). А за допомогою окремих передавальних антен, що складають антену систему 1 супутникової смугової РСА, відбувається випромінювання зондувальних сигналів. Відбитий сигнал приймається антенами приймально-передавальної антенної системи 1 РСА. Антени перетворюють сигнали відбитих електромагнітних хвиль на електричні сигнали, що подаються за допомогою антенних перемикачів 26/1, … 26/n на перші входи змішувачів приймача 27/1, … 27/n (фіг. 6). На другий вхід змішувачів 27/1, … 27/n надходить сигнал з гетеродина квазінесучої 20. На виході змішувачів утвориться сигнал різницевої частоти ƒпр із фазою, що змінюється по квадратичному закону   0,5  t 2 усередині імпульсу при відбитті його від точки місцевості. Тут -швидкість зміни частоти при лінійній частотній модуляції зондувального сигналу. З виходу змішувачів 27/1, … 27/n сигнали подаються на входи підсилювачів проміжної частоти 28/1, … 28/n. Після підсилення в підсилювачах проміжної частоти ЛЧМ-радіоімпульси надходять на входи схем стиснення імпульсів 29/1, … 29/n. Основним елементом схеми є дисперсійний фільтр, що здійснює стиснення за часом ЛЧМрадіоімпульсів, що надходять до нього. Стиснуті радіоімпульси з постійною несучою частотою ƒпр із виходу схем стиснення імпульсів 29/1, … 29/n подаються на перші входи фазових детекторів 30/1, … 30/n. На другі входи фазових детекторів синфазного та квадратурних каналів окремих антен подається опорний сигнал з виходу генератора проміжної частоти 19. На виходах фазових детекторів окремих антен формуються відеосигнали, пропорційні ортогональним складовим радіоголограми на траєкторії синтезування. Таким чином, приймачем РЛС БО здійснюються такі операції: - перенесення спектра прийнятих окремими антенами сигналів на проміжну частоту, - частотна селекція та підсилення сигналів від кожної окремої антени на проміжній частоті, - стиснення прийнятих імпульсних сигналів в кожному приймальному каналі, - когерентне фазове детектування сигналів в кожному каналі прийому. Далі сигнал з виходів пар ФД приймальних каналів подаються на відповідні пари АЦП 31/1, … 31/n блока виміру і дискретизації 6. За допомогою АЦП паралельно здійснюються процеси вимірювання і дискретизації траєкторних сигналів, прийнятих кожною окремою антеною, в кожному елементі розрізнення за похилою дальністю в смузі огляду РСА. З виходу блока АЦП 6 виміряні та оцифровані сигнали подаються коректор фази прийнятих сигналів 8. На нього ж подаються обчислені значення синуса і косинуса величини фазової корекції з блока обчислення фазової корекції (ФК) 7. У блоці обчислення фазової корекції 7 розраховується, по-перше, відносне переміщення супутникової РСА і смуги огляду, що пов'язане з обертанням Землі. За даними ІНС, а саме: поточної широті φ РСА в процесі руху супутника, синусу кута падіння променя ДС i та сферичному куту  (див. фіг. 2) розраховується радіальна швидкість переміщення смуги огляду відносно антенної системи РСА за формулою (20). 8 UA 110480 C2 5 10 За значенням радіальної швидкості розраховується радіальне переміщення смуги огляду за період слідування зондувального сигналу, що викликано обертанням Землі  r  r Tc . (21) По-друге, орбіта носія РСА звичайно наближена до кругової, але все ж таки еліптична. Тому при синтезуванні апертури висота супутника змінюється. Зміни по висоті викликають зміни відстані до смуги огляду, які також необхідно компенсувати в процесі синтезування апертури. В навігаційній системі 5 супутника безперервно обчислюється поточна висота його орбіти Н т, значення якої оновлюються через період слідування зондувального сигналу супутникової смугової РСА, та видаються в блок обчислення фазової корекції 7. З початком кожної субсмуги огляду для кожного наступного відліку відбитого сигналу обчислюється радіальне переміщення смуги огляду, яке викликано зміною висоти траєкторії супутника - носія РСА. Воно дорівнює H  r Hi 2  R0 гор 2  R0 , (22) де Hi - висота орбіти при прийомі і-го зондувального імпульсу підсмуги огляду; R0 гор - визначена горизонтальна відстань до початку підсмуги огляду; 15 R 0 - визначена похила відстань до початку підсмуги огляду. Загальна зміна радіальної відстані до підсмуги огляду складає  r  r  H . (23) r Обчислення величини фазової корекції  виконують за величиною відхилення центру мас 20 супутника r від визначеної відстані R 0 до початку підсмуги огляду за похилою дальністю, що надходить на вхід блока 7 від інтегрованої навігаційної системи супутника. В обчислювачі ФК розраховується необхідне значення зміни фази відбитих сигналів  , що дорівнює дрібній частині відношення r ,(24)  де r - величина відхилення центру мас супутника від визначеної відстані R 0 до початку   25 30 35 40 45 50 підсмуги огляду за похилою дальністю;  - довжина хвилі зондувального сигналу. На виходи обчислювача ФК видаються числа відповідні синусові і косинусові обчисленої величини фазової корекції  . Таким чином, за допомогою блоків 5, 7 і 8 забезпечується і здійснюється операція корекції фази прийнятих сигналів. Скоректовані цифрові значення відбитих сигналів з виходу коректора відхилень 8 подаються в пам'ять сигналів каналів дальності 9, де запам'ятовуються у визначених чарунках. Вихідний порт пам'яті сигналів каналів дальності з'єднано з вхідним портом пристрою інтерполяції відліків сигналів каналів дальності від окремих антен 10. Збільшення кількості відліків, що отримані на максимально припустимому періоду дискретизації кутового спектра окремих антен антенної системи смугової РСА, виконується задля забезпечення можливості сформувати ДС антенної системи як суму ДС окремих антен в горизонтальній площині на просторовій частоті та за рахунок цього збільшити максимально припустимий період слідування зондувального сигналу супутникової смугової РСА надвисокої розрізненості. Це дає можливість збільшити ширину смуги огляду. Після збільшення числа відліків дискретизованих сигналів від окремих антен вони фіксуються в пам'яті пристрою інтерполяції відліків 10, відповідні комплексні числа окремих каналів приймання підсумовуються в суматорі 11 та їх сумарне значення запам'ятовується в пам'яті об'єднаних сигналів окремих ДС 12. Цифровий процесор фільтрації і компонування 13 працює аналогічно за вибраний прототип, тобто розділяє сигнал від кожного елемента ai кожного і-го рядка числового масиву траєкторних сигналів каналів дальності (сигналів від кільцевих сегментів) на N j складових за допомогою смугових фільтрів. Ці фільтри повністю перекривають смугу кутових частот відбитого сигналу. Їх смуги пропускання стикуються між собою, та мають ширину  ƒk  Rr k  k  1 , (25) де R - відстань до каналу похилої дальності; r - розрізнення за похилою дальністю; k  1 2, ...,N j - номер фільтра каналу. ,   9 UA 110480 C2 Потім цифровий процесор фільтрації і компонування формує оперативний масив чисел, у якому кожному елементові масиву чисел блока пам'яті 12 ai відповідає набір з N j чисел, 5 10 15 20 25 30 35 отриманих у результаті фільтрації траєкторних сигналів, і здійснює компонування результуючого масиву. Елементи результуючого масиву відповідають сигналу відбиття від прямокутних елементів смуг похилої дальності шириною, що дорівнює розрізнювальної здатності за дальністю та довжиною, яка дорівнює розміру синтезованої апертури. Їх одержують шляхом підсумовування таких сигналів: 1-го фільтра кожного і-го рядка масиву синфазного каналу (СК), 2-го фільтра (і+1)-го рядка масиву СК, що відповідає більшої на r / 2 дальності; 3го фільтра (і+2)-го рядка масиву СК, що відповідає дальності на r , вищу за дальність до дискретного значення одномірної радіоголограми, що формується; …, Nj-го фільтра (і+Nj-1)-го рядка масиву СК. Підсумовування виконується роздільно по масивах синфазного і квадратурного каналів для кожного каналу похилої дальності. Результати компонування запам'ятовуються у пам'яті цифрового процесора фільтрації і компонування. Конструктивно цифровий процесор фільтрації і компонування може бути побудований на базі ПЕОМ. В узгодженому фільтрі 14 за результатами компонування (штучного формування сигналів відбиття від прямокутних ділянок зондування), використовуючи опорні функції, які зберігаються в блоці пам'яті опорних функцій 15, отримуємо значення функції радіолокаційного відбиття смуги огляду і записуємо ці значення в блок пам'яті 16. Ще одною особливістю структури супутникової смугової РСА, що пропонується, є приймальний строб, який формується в синхронізаторі 18 за сигналами обчислювача приймального строба 17. Він призначений для відстеження моменту початку приходу відбитих сигналів від смуги огляду та синхронізації запису сигналів каналів похилої дальності. Розглянемо приклад типового обґрунтування та вибору параметрів і характеристик складових наведеної на фіг. 5 структури супутникової смугової РСА надвисокої розрізненості та розширеної смуги огляду. 1. Визначаємо вимоги до розрізненості та смуги огляду. Розрізненість за шляховою та похилою дальністю має бути не гірше за 3 м, а ширина смуги огляду - не менша ніж 100 км. 2. Вибираємо кут нахилу ДС антени РСА μ у вертикальній площині рівним 30°. 3. Вибираємо дзеркальну конструкцію окремих антен РСА. 4. Антенну систему будуємо на базі одного параболічного дзеркального рефлектора. 5. Вибираємо вертикальний та горизонтальний розміри антени -1,6×16 метрів. 6. Вибираємо середню довжину хвилі зондувального сигналу λ=4 см. 7. Ширина ДС окремих антен у вертикальній та горизонтальній площині дорівнює 0  40 45    0,025 ; 0   0,25  10  2 . (26) dВ dГ 8. Для отримання потенційної розрізненості за шляховою дальністю x  2 м будемо використовувати 4 окремих антени, яки будуються шляхом розміщення у рядок 4-х опромінювачів в фокальній площині дзеркального рефлектора, що виконаний у формі вирізки з параболоїда обертання, розміром dВ  dГ  16  16 м. З урахуванням об'єктивних факторів, а , , саме непрямокутності ДС, квантування відбитого сигналу по апертурі приймальної антени, неточності вирівнювання фронту хвилі зондувального сигналу, потенційна розрізненість за шляховою дальністю погіршується на 32 % /7/. Тобто реальна розрізненість за шляховою дальністю буде складати приблизно 2,7 метри. 9. Визначимо, чому має дорівнювати розрізненість за похилою дальністю для отримання розрізнення на поверхні Землі y  x  2,7 м. Для вибраного кута нахилу ДС μ=30° r  y  cos   2,7  cos 30  2,3 м. (27) 50 10. У прототипі та у супутниковій смуговій РСА, що пропонується, використовуються алгоритми штучного вирівнювання фронту хвилі зондувального сигналу. Практичні розрахунки параметрів цифрових фільтрів, які використовуються для штучного вирівнювання фронту хвилі, показують, що практично доцільна кількість фільтрів не повинна перевищувати 8  12 . Приймемо що їх кількість у нашому прикладі дорівнює 10. В цьому випадку максимальна похила дальність дії складає Rn  55 4N jr   4  10  2,7 4  0,25  10 2  920 км, (28) де N j - кількість цифрових фільтрів розділення; 10 UA 110480 C2 5   - сумарна ДС антенної системи РСА в горизонтальній площині. 11. Визначеній дальності до смуги огляду відповідає висота кругової орбіти H  Rn  cos 60  460 км (29) та горизонтальна дальність до смуги огляду R0Г  Rn  sin 60  796,74 км. (30) 12. Ширина смуги огляду при вибраних розмірах антенної системи в вертикальній площині dВ  16 м, кута нахилу ДС антенної системи   30 , що обчислюється по краю ДС і висоті орбіти , носія Н (див. фіг. 7), дорівнює     RГ  H  tg   0   R0Г  460  tg  0,025  796,74  48,1 км. (31) 3 3     10 15 20 Тобто один рядок горизонтальних опромінювачів не задовольняє висунутим вимогам щодо ширини смуги огляду при визначеному вертикальному розмірі антенної системи. Для задоволення вимоги щодо ширини смуги огляду треба або зменшити приблизно в два рази вертикальний розмір антенної системи, при цьому енергетичний потенціал станції зменшиться в 4 рази, або використати конструкцію антенної системи, яка подібна антенній системі /4/. При цьому енергетичний потенціал станції буде зменшено лише в 2 рази. Виконуємо окремі антени РСА для формування ДС в вертикальній площині згідно з /4/. Як опромінювачі антенної системи, що побудована на базі одного дзеркального рефлектора, будемо використовувати матрицю опромінювачів розміру 2×4. При цьому прийняті сигнали кожним з 4-х стовпчиків цієї матриці об'єднуються по високій частоті в антенно-фідерних пристроях окремих антен, згідно з /4/. В цьому випадку ширина ДС в вертикальній площині збільшиться у порівнянні з одним опромінювачем в 2,44 разу і дорівнює 0,025  2,44  0,061 радіан. Тобто ширина максимально можливої смуги огляду поверхні Землі буде дорівнювати Rmax гор  125,68 км. А ширина смуги за похилою дальністю - R  112,47 км. 14. Лінійний та часовий інтервали синтезування апертури дорівнюють 25 L 9,2 L c  Rn  920  102  9,2 км; Ts  c   1,15 сек. Vcn 8 15. Визначаємо довжину підсмуги огляду Lnc з міркувань втрат площі огляду на границях підсмуг в 5 % Lnc  40Lc  368 км. 16. Час, за який супутник подолає цей шлях, дорівнює 30 35 40 45 50 Ts nc  L nc  46 с. Vcn 17. Зсув сусідніх підсмуг смуги огляду за похилою дальністю змінюється від нуля на максимальній широті до 18,4 км на екваторі. Розглянута структура супутникової РСА та розраховані в наведеному прикладі її характеристики обґрунтовують наступні вимоги до параметрів орбіти штучного супутника Землі - носія РСА надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду: 1. Вид орбіти - кругова (максимально наближена до кругової). 2. Висота орбіти - 460 км. 3. Кут нахилу площини орбіти - 00  600 . Підвищення ефективності застосування способу синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду, який заявляється, у порівнянні з прототипом досягається, по-перше, за рахунок багатопроменевої антенної системи, яка складається з декількох окремих антен з суттєво більшим коефіцієнтом спрямованої дії у порівнянні з прототипом, що дозволяє суттєво збільшити період дискретизації сигналів, що приймаються. Це дає можливість суттєво збільшити період слідування зондувальних сигналів і відповідно смугу огляду. По-друге, після виміру та запам'ятовування дискретних значень кутового просторового спектра функцій відбиття сигналів прийнятих від окремих антен інтерполяція (збільшення кількості відліків) з наступним складанням відповідних відліків окремих каналів приймання дозволяє отримати розрізненість за шляховою дальністю, яка відповідає азимутальній ширині ДС, що дорівнює сумі ДС окремих антен. Порівняльний аналіз основних технічних характеристик супутникової смугової РСА надвисокої розрізненості, що розглянута як приклад реалізації запропонованого способу синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги, із прототипом наведений у табл. 2. 11 UA 110480 C2 Таблиця 2 Об'єкт Прототип патент UA № 92116 Приклад запропонованої РСА lРВ , м x  y , м R , км R  R 4 2,7 42,13 0,37 1,6 Параболоїд обертання з одним опромінювачем Параболоїд з матрицею 4×2 опромінювача lРГ , м 1,6 Антена 16 2,7 112,47 2,67 У таблиці 2 lРВ , lРГ - вертикальний та горизонтальний розмір рефлектора, x , y розрізнювальна здатність РСА на поверхні земної кулі. 5 10 15 20 25 30 35 40 45 Джерела інформації: 1. Радиолокационные станции воздушной разведки/ Под ред. Г.С. Кондратенкова. - М.: Воениздат, 1983. - 152 с., ил. - аналог. 2. Федотов Б.Н. Фундаментальные и структурные проблемы достижения разрешающей способности единиц и долей метра в космических радиолокационных станциях с синтезированием апертуры. // Збірник наукових праць. Випуск 11. - Житомир: ЖВІРЕ, 2007. - С. 97-104. 3. Патент № 92116. Україна. МПК G01S 13/90. Спосіб синтезування апертури РЛС бокового огляду і пристрій для його здійснення / Федотов Б.М., Станкевич С.А., Пономаренко С.О. Власник патенту Державний науково-дослідний інститут авіації; - № а 2009 07223; заявл. 10.07.09; опубл. 27.09.10, Бюл. № 18 - прототип. 4. Патент № 97702. Україна. МПК G01S 13/90. Спосіб створення діаграм спрямованості смугової радіолокаційної станції із синтезованою апертурою й пристрій для його реалізації / Федотов Б.М., Хомік М.М. Власники патенту Федотов Б.М., Хомік М.М.; № а 2010 06598; заявл. 31.05.10; опубл. 12.12.11, Бюл. № 5. 5. Зюко А.Г., Коробов Ю.Ф. Теория передачи сигналов. - М.: Связь, 1972. - 282 с. 6. Горячнин О.В., Хабаров Е.О. Формирование изображений в цифрових РЛС с синтезированной апертурой антенны. - Самара: Поволжская государственная т академия телекоммуникаций и информатики, 2005. - 30 с. 7. Федотов Б.Н., Слюсарчук О.О. Факторы, определяющие расширение диаграммы направленности радиолокатора с синтезируемой апертурой, и оценка их совместного влияния на разрешающую способность. МО України Харківський УПС ім. I. Кожедуба. Збірник наукових праць ХУПС, вип. 1(27). - С. 111-115, 2011. ФОРМУЛА ВИНАХОДУ 1. Спосіб синтезування апертури супутникових радарів надвисокої розрізненості розширеної смуги огляду, який полягає в тому, що формують і випромінюють зондувальні сигнали, приймають відбиті сигнали, роблять виміри і дискретизацію відбитих сигналів від каналів похилої дальності, проводять корекцію фази відбитих сигналів у кожному каналі за похилою дальністю, здійснюють їх запам'ятовування, розділяють скоректовані відбиті сигнали на складові частотних піддіапазонів їх спектра, запам'ятовують складові розділених сигналів, виконують компонування складових сигналів сусідніх каналів дальності, синтезуючи відбиті сигнали від прямокутних елементів субсмуги огляду, здійснюють узгоджену фільтрацію на довжині інтервалу синтезування апертури, записують радіолокаційне зображення смуги огляду, який відрізняється тим, що випромінюють зондувальні сигнали за допомогою декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, здійснюють формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів за допомогою багатоканального когерентного приймача-передавача, виконують інтерполяцію відліків відбитих сигналів, прийнятих від кожної окремої антени, після операції запам'ятовування відбитих сигналів в кожному каналі прийому перед операцією розділення на складові частотного діапазону, виконують складання відповідних відліків всіх каналів прийому, формуючи відбиті сигнали від антенної системи, діаграма спрямованості якої визначається шляхом складання діаграм спрямованості окремих антен. 12 UA 110480 C2 2. Спосіб за п. 1, який відрізняється тим, що діаграми спрямованості окремих антен перекриваються на рівні 0,7Em від максимального значення напруженості електричного поля. 3. Спосіб за п. 1, який відрізняється тим, що ширина діаграми спрямованості окремих антен в горизонтальній площині дорівнює 5 10 15 20 25 30 35  , n де  - кут синтезування, який забезпечує розрізненість за шляховою дальністю, що вимагається, n - кількість окремих антен антенної системи радіолокаційної станції із i  синтезованою апертурою (РСА). 4. Спосіб за п. 1, який відрізняється тим, що радіолокаційне зображення смуги огляду синтезують по підсмугах, відбитий сигнал від яких відслідковують за допомогою приймального строба приймача. 5. Супутникова смугова радіолокаційна станція із синтезуванням апертури бокового огляду, що містить блок приймача-передавача, приймально-передавальну антенну систему, вхід і вихід якої з'єднані відповідно з виходом передавача і входом блока приймача-передавача, блок керування просторовою орієнтацією антени, інтегральну навігаційну систему, вихід якої з'єднано з входом блока керування просторовою орієнтацією антени, блок трикоординатних акселерометрів, виходи якого з'єднані з входами блока керування антеною і з входами інтегральної навігаційної системи, блок вимірів і дискретизації, входи якого з'єднані з виходами приймача-передавача, обчислювач фазової корекції, входи якого з'єднані з виходами інтегральної навігаційної системи, коректор фази прийнятих сигналів, входи якого з'єднані з виходами обчислювача фазової корекції і блока виміру і дискретизації, систему цифрової обробки, що включає блок пам'яті сигналів каналів дальності, вхід якого з'єднано з виходом коректора фази, процесор фільтрації й компонування, та пристрій цифрової узгодженої фільтрації траєкторних сигналів, що включає блок пам'яті опорних функцій і цифровий узгоджений фільтр, один із входів якого з'єднаний з виходом блока пам'яті опорних функцій, а другий - з виходом процесора фільтрації й компонування; пам'ять системи фіксації та трансляції радіолокаційного зображення смуги огляду, вхід якої з'єднаний з виходом цифрового узгодженого фільтра, синхронізатор, який відрізняється тим, що приймально-передавальна антенна система виконана з декількох окремих антен, діаграми спрямованості яких перекриваються в горизонтальній площині, формування, випромінювання, прийом, виміри і дискретизацію відбитих сигналів окремих антен здійснюють за допомогою багатоканального когерентного приймача-передавача, який містить пристрій інтерполяції відліків сигналів каналів дальності від окремих антен, вхід якого з'єднано з виходом блока пам'яті сигналів каналів дальності, містить пристрій складання відповідних відліків окремих антен, вхід якого з'єднано виходом пристрою інтерполяції, а вихід - зі входом процесора фільтрації й компонування, містить обчислювач початку приймального строба, вхід якого з'єднано з виходом інтегральної навігаційної системи, а вихід - з синхронізатором. 13 UA 110480 C2 14 UA 110480 C2 15 UA 110480 C2 16 UA 110480 C2 17 UA 110480 C2 Комп’ютерна верстка О. Гергіль Державна служба інтелектуальної власності України, вул. Василя Липківського, 45, м. Київ, МСП, 03680, Україна ДП “Український інститут інтелектуальної власності”, вул. Глазунова, 1, м. Київ – 42, 01601 18